【導讀】本次內容介紹DCDC輕載工作模式技術文章分享給大家，特別是其中的突發(fā)模式作為凌特的專利，很長的一段時間曾讓很多想設計輕載高效的電源IC的公司為之頭痛，如今輕載高效已經成為眾多電源IC的一個基本的要求，有些產品如AOZ3015，12V-5V/10mA的輕載效率已經達到85%以上。
目前高頻高效的DCDC變換器的應用越來越廣泛。通常在滿輸出負載時，DCDC變換器工作于CCM即連續(xù)電流模式。但是，當系統的輸出負載從滿載到輕載然后到空載變化的過程中，系統的工作模式也會發(fā)生相應的改變。
下面以降壓型Buck變換器為例說明DCDC變換器輕載時的工作模式。降壓型Buck變換器在輕載有三種工作模式：突發(fā)模式、跳脈沖模式和強迫連續(xù)模式。下面將詳細的闡述了這三種模式的工作作原理及其它們的優(yōu)點及缺點。在實際的應用中，應該根據系統對輸出紋波和效率的具體要求來選取相應的工作模式。
1 跳脈沖模式
對于恒定頻率的常規(guī)的非同步Buck控制器，通常電感的電流工作于CCM連續(xù)電流模式，電感的平均電流即為輸出的負載電流。當負載電流降低時，電感的平均電流也將降低；當負載電流降低時一定值，變換器進入臨界電流模式。此時，若負載電流進一步的降低，電感的電流回到0后，開關周期還沒有結束，由于二極管的反向阻斷作用，電感的電流在0值處保持一段時間，然后開關周期結束，進入下一個開在周期，此時變換器為完全的非連續(xù)電流模式。
變換器進入非連續(xù)電流模式后，若負載電流仍然進一步的降低，為了維持輸出電壓的調節(jié)，高端的開關管的開通時間將減小，直到達到控制器的最小導通時間。高端的開關管的開通時間達到控制器的最小導通時間后，若負載電流仍然的降低，控制器就必須屏蔽掉即跳掉一些開關脈沖，以維持輸出電壓的調節(jié)。這種控制方法即為跳脈沖模式。
同步的Buck變換器檢測下管的電流，當下管的電流接近于0時，系統就工作在非同步的方式，也就是下管不工作，依靠下管內部寄生的反并聯二極管，提供續(xù)流回路。
圖1：跳脈沖模式
跳脈沖模式可以在最寬的輸入電流范圍內提供恒定頻率的不連續(xù)電流操作，防止反向電感器的電流。由于控制器允許調節(jié)器跳掉一些不需要的脈沖，相比于連續(xù)模式操作，提高輕載的效率，但其輕載的工作效率不如突發(fā)模式操作，其輕載的輸出紋波不如連續(xù)模式操作。跳脈沖模式的確提供了一種工作效率和噪聲的折衷方案。
2 突發(fā)工作模式
Buck突發(fā)模式的原理圖見圖2所示。VFB為輸出電壓反饋腳，VEA為電壓誤差放大器，VREF為參考電壓，突發(fā)工作模式比較器上限電壓和下限電壓為VH和VL，通過檢測ITH管腳電壓VC來檢測輸出負載的變化。
正常工作時，系統不會進入突發(fā)工作模式，突發(fā)工作模式比較器不工作，當輸出負載降低時，輸出電壓將提高，VFB相應的也提高，由于VEA為負反饋，因此VC隨之降低。當輸出負載降低到一定的值時，系統進入到輕載模式后，突發(fā)工作模式比較器開始工作，接管對ITH管腳電壓VC的控制，突發(fā)工作模式比較器的輸出信號使控制電路將高端MOSFET的輸出驅動關斷，高端MOSFET停止開關操作，此時輸入不再向輸出端傳輸能量，輸出的大電容將維持低的輸出負載，因此輸出電壓慢慢的降低，VFB相應的也降低，VC隨之提高。
輸出電壓繼續(xù)的降低，VFB的電壓相應的也繼續(xù)的降低，VC隨之繼續(xù)提高。經過一段長的時間后，VC電壓將增加到等于VH，突發(fā)工作模式比較器輸出信號翻轉，控制電路使能高端MOSFET的驅動輸出信號，高端MOSFET進入開關操作，系統進入正常的PWM操作，由于輸入的能量大于輸出負載所消耗的能量，因此輸出電壓將隨之提高。
當輸出電壓提高到一定值時，VC電壓降低，VC電壓降低到VL時L，突發(fā)工作模式比較器輸出又一次的翻轉，重新關斷高端MOSFET的驅動信號，系統再一次停止工作。如此反復，這種工作模式即為突發(fā)工作模式。
突發(fā)模式比較器控制高端開關管工作，高端開關管工作的時間很短，停止工作的時間很長，極大的降低了開關損耗，在此期間，芯片內部的許多功能停止工作，減小內部靜態(tài)電流的消耗，因此提高系統的效率。
另一方面由于高端開關管停止工作的時間很長，輸出電容將維持輸出的負載的能量，輸出電容的電壓降低幅度較大，因此輸出電容的紋波電壓大，即輸出的紋波電壓大。突發(fā)工作模式比較器的上下門限電壓決定了輸出電壓紋波值。
圖2：突發(fā)模式
這種模式和滯回電壓模式有點類似，但不同的是，這種模式通過內部的檢測確定輸出負載的變化，從而決定系統是否進入輕載的突發(fā)模式。在突發(fā)模式中，比較器輸出信號翻轉系統進入正常工作時，系統為正常的定頻PWM工作，高端MOSFET進入正常的PWM工作，此時系統工作在連續(xù)PWM模式或斷續(xù)與連續(xù)PWM并存的模式，能量很快的向輸出傳送，只要工作幾個周期后便停止工作。
3 強迫連續(xù)模式
強迫連續(xù)模式主要針對于同步Buck變換器，在正常工作時，強迫連續(xù)模式和跳脈沖模式一樣都工作于CCM模式。當輸出負載降低并降低到一定的值時，如前所述，跳脈沖模式將由CCM進入DCM模式，在電感的電流為0時續(xù)流二極管將自然關斷并維持關斷的狀態(tài)直到進入下一個開在周期。
對于強迫連續(xù)模式，在電感的電流為0，由于同步開關管仍然導通，因此輸出的電容電壓將反向加在電感上從而對電感反向激磁，電感的電流將從0反向增加到一定值，然后同步管關斷，主開關管導通，輸入電壓加在電感上，電感兩端的電壓為正電壓，電感的電流將從一定負值正向增加，在過0后繼續(xù)正向增加到一定值,這也是所謂的輸出電流倒灌現象。
圖3：強迫連續(xù)模式
主開關管和同步開關管在每個開關周期都在工作，因此開關的功耗大，系統的效率極低。低輸出負載條件下，在每個開關周期，高端的主開關導通時，從輸入端向輸出負載傳輸的能量大于實際負載所需要的能量，因此必須依靠同步開關管的導通，使輸出電壓對電感反向激磁，從而將多余部分的能量儲存在電感中，以維持輸出的調節(jié)。這部分的能量只是在電感中來回的交換，并沒有消耗在實際的負載中。由于電感有磁損耗（磁芯中的功率損耗）和銅損耗（導線電阻的損耗）能量，因此也進一步的降低的效率。然而也正是因為主開關管和同步開關管在每個開關周期都在工作，即使在輕負載的條件下，在每個開關周期，輸入和輸出的能量能夠得到平移，因此輸出電壓的紋波也最小。
這種效率最低的操作模式適合于一些特定的應用。在該模式中，輸出可以供電流也可以吸收電流，因此可以應用于DDR存儲器的供電。另外，在一些通訊系統中，即使是在輕負載的條件下仍然需要低的輸出電壓紋波，因此也必須使用此種工作模式，而效率并不是主要的考慮因素。輸出紋波電壓和頻率在整個負載變化范圍內恒定，容易濾除噪聲，適合于通訊等要求干擾噪聲低的應用。在強制連續(xù)模式操作中輸出電流倒灌，然后處于開關管死區(qū)時間，電感的電流對輸入電容充電，其電壓提升，設計時要校核實際的輸入電壓最大值，使其小于相關元件的額定值。
4 三種模式的結果比較
設計輸入電壓為3.3V，輸出電壓為2.5V的同步Buck變換器，輸出滿負載電流為Io=1.25A，輕載電流Io=50mA，工作的頻率為1MHz，電感值L=2.2uH，輸出電容選取22uF陶瓷電容。
從圖4可見，在50mA的輕載輸出電流下，系統工作于跳脈沖模式時電感的電流為DCM模式，每個開關周期電感的電流過0并保持一段時間后才進入下一個開關周期；系統工作于突發(fā)模式時，主開關管停止開關操作的間歇時間為9uS，然后再開關操作3uS，輸出的電壓紋波峰峰值高達20mV；系統工作于強迫連續(xù)模式時，電感的電流過0后繼續(xù)反向增加到-100mA，然后從-100mA正向增加，過0后繼續(xù)正向增加到最大值。輸出的紋波很小，明顯的，電感的環(huán)流將影響系統的效率。
(a)跳脈沖模式 (b)突發(fā)模式 (c)強迫連續(xù)模式
圖4：輕載三種工作模式波形（Vin=3.3V, Vo=2.5V, Io=50mA）
從圖5可以看到三種模式輕載時的效率和輸出電壓的紋波比較，在三種模式中，突發(fā)模式具有最高的輕載效率和最大的輸出電壓紋波，強迫連續(xù)模式具有最低的輕載效率和最小的輸出電壓紋波，跳脈沖模式則介于二者之間。
(a)三種模式效率比較 (b)三種模式輸出紋波比較
圖5：輕載三種模式效率和輸出紋波
參考文獻：LTC3411數據表
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