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隨著非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的廣泛應用，直流注入問題也日益受到重視，IEEE Std 929-2000規(guī)定直流注入必須小于系統(tǒng)額定電流的0.5%。將直流注入產(chǎn)生的原因分為兩種類型：測量器件輸入失調導致的平移型直流注入和測量器件的非線性造成的非線性直流注入，并分別提出了應對方法。針對平移型的直流注入問題，提出了通過一個直流分量積分補償環(huán)節(jié)來抑制逆變器控制算法中偏移型直流分量，該直流抑制算法無需增加外圍硬件電路，且只占用很少的控制芯片資源。針對非線性直流注入問題，做出了定量分析，為測量元器件非線性度指標的選擇提供了的參考價值。最后將上述直流抑制算法應用于無差拍并網(wǎng)控制中，并在Matlab/Simulink進行了仿真分析，結果驗證了理論分析和算法的正確性。

嚴峻的能源形勢和生態(tài)環(huán)境的壓力要求各國大力開發(fā)利用可持續(xù)的清潔能源。太陽能在眾多利用形式中具有環(huán)保清潔、蘊藏豐富、分布廣等優(yōu)勢，已經(jīng)成為當前世界上可再生能源的重要組成部分。世界各國紛紛投資研發(fā)，大力拓展光伏發(fā)電市場，促進了光伏并網(wǎng)發(fā)電并網(wǎng)技術的進一步提高，使其成為當前最具發(fā)展前景的新能源技術之一。基于中國光伏產(chǎn)業(yè)發(fā)展的需要，中國光伏產(chǎn)業(yè)發(fā)展“十二五”目標已進行新的調整，從之前公布的光伏發(fā)電裝機容量21 GW，擴大到35 GW。國家還將出臺對光伏產(chǎn)業(yè)在上網(wǎng)、補貼等方面的支持政策。光伏發(fā)電將成為未來的替代能源之一，建設大規(guī)模的并網(wǎng)光伏系統(tǒng)是必然的選擇。

非隔離型的光伏并網(wǎng)逆變器由于其省去了工頻變壓器而具有重量輕、效率高、體積小、成本低等優(yōu)勢，成為光伏并網(wǎng)逆變器發(fā)展的主流方向。由于沒有低頻或者高頻的隔離變壓器，非隔離型的光伏并網(wǎng)逆變器關鍵性技術之一是并網(wǎng)直流電流的抑制。并網(wǎng)逆變器控制電路中測量元器件存在零點漂移、器件本身的非線性特性，開關管本身及驅動電路不一致等問題，造成了逆變器輸出電流中產(chǎn)生直流分量。電力系統(tǒng)不允許將有較大輸出直流分量的逆變器連接到電網(wǎng)上，因為注入電網(wǎng)直流分量會使變電站變壓器工作點偏移，導致變壓器飽和；增加電網(wǎng)電纜的腐蝕；導致較高的初級電流峰值，可能燒毀輸入保險，引起斷電；甚至可能增加諧波分量。IEEE Std 929-2000中規(guī)定光伏系統(tǒng)并網(wǎng)電流中直流分量必須小于系統(tǒng)額定電流的0.5%。因此，研究光伏并網(wǎng)直流注入問題具有重要的現(xiàn)實意義。

本文主要詳細分析了單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)產(chǎn)生直流分量注入的原因，針對偏移型直流注入提出一種通過積分補償環(huán)節(jié)有效抑制并網(wǎng)直流注入的算法，并將其應用到無差拍電流控制逆變器中，實現(xiàn)了對并網(wǎng)偏移型直流分量進行抑制。針對非線性直流注入問題，定量的分析了測量元器件的非線性對并網(wǎng)電流直流分量注入的影響，為選擇測量元器件非線性參數(shù)的考慮提供了參考。

1 非線性直流分量產(chǎn)生的原因及抑制方法

1.1 非線性直流分量產(chǎn)生的原因

光伏并網(wǎng)算法的完成需要實時采樣并網(wǎng)電流、電網(wǎng)電壓等正弦量，然而采樣所用到的霍爾電流電壓互感器、后級的模擬放大電路都存在一定的非線性特性，輸出與輸入信號之間的關系不是一條具有固定斜率的直線。對于輸入的正弦波形，輸入信號幅度不同時，放大倍數(shù)會不同，這將導致所測量的正弦波形發(fā)生畸變，產(chǎn)生直流分量。
圖1 為針對元器件非線性直流注入的原理分析，圖1（a）中曲線2 為某測量電路所用放大器的理想特性曲線，由于其存在非線性特性，實際的特性曲線為圖1（a）中曲線1，對于不同幅值的輸入信號放大倍數(shù)也不同。若需要采樣的波形如圖1（b），圖1（c）中曲線2與曲線1分別表示為理想輸出波形與考慮器件非線性之后的實際輸出波形，測量元器件的非線性造成輸出信號Zi變成了上大下小的失真波形，從而造成直流分量的注入。

1.2 測量器件非線性度帶來直流分量的定量分析

非線性原因導致了逆變器輸出中存在直流電流，若不采取適當措施，該直流電流將注入電網(wǎng)，引起電網(wǎng)的直流注入問題。針對非線性的直流注入問題，往往需要根據(jù)非線性特性方程來補償非線性，但這個特性廠家一般不提供，而只給出非線性度指標。采用輸入/輸出的特性曲線與理想曲線的最大偏差為ΔYi(max)，用Δi(max)/|Y|來度量元器件的非線性度。

本文結合無差拍控制算法，對元器件的非線性度進行擬合仿真，并研究了測量電路非線性度對輸出直流分量的影響。搭建并網(wǎng)額定電流為16 A基于無差拍控制的逆變器，主要研究測量電路非線性度的大小對直流分量注入的影響，采用二次曲線擬合元器件的非線性度的大小，由于實際設計測量電路時，測量電流與電壓的元器件往往采用一個公司的產(chǎn)品，這里假設測量電流與電壓的電路具有同樣的非線性特性。測量結果見表1。


從表中可以看出，隨著元器件非線性度的增大，輸出直流分量的大小也隨之增加。IEEE Std 929-2000規(guī)定直流注入必須小于系統(tǒng)額定電流的0.5%，當測量元器件的非線性度小于0.3%時可以基本滿足IEEE Std 929-2000的規(guī)定。
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2 偏移型直流分量產(chǎn)生的原因及抑制方法

2.1 偏移型直流分量產(chǎn)生的原因

并網(wǎng)逆變器控制電路中一般都需要測量電網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流等參數(shù)，所用測量元器件往往存在輸入失調的問題，導致了所測量的正弦波形整體向上或者向下偏移。結果是：由于測量產(chǎn)生的直流分量將被帶入到逆變器的控制算法中，將引起控制器的誤差，最終使逆變器的并網(wǎng)電流中含有直流分量。

圖2為針對偏移型直流注入的原理分析，圖2（a）中曲線2為某測量電路所用放大器的理想特性曲線，由于其存在輸入失調，實際的特性曲線為圖2（a）中曲線1，較之于理想特性曲線向上偏移100 mV。若需要采樣的波形如圖2（b），（c）中曲線1與曲線2分別表示為理想輸出波形與考慮輸入失調后的實際輸出波形，測量元器件的輸入失調造成采樣得到的正弦波整體上移。

光伏并網(wǎng)算法的采樣電路中放大器存在輸入失調，如圖2（b）中所示。本文結合無差拍控制算法，對偏移型直流注入進行仿真分析，定量的研究了元器件輸出失調產(chǎn)生的直流分量。搭建并網(wǎng)額定電流為16 A基于無差拍控制的逆變器，主要研究測量并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓的元器件失調大小對直流分量注入的影響。實際設計測量電路時，測量電流與電壓的元器件往往采用一個公司的產(chǎn)品，這里假設測量電流與電壓的電路具有同樣的輸出失調。得到的測量結果如表2所示。

從表2中可以看出，隨著元器件輸入失調的增大，輸出直流分量的大小也隨之增加。當測量元器件的輸出失調小于10 mV/5 V時，直流分量的注入小于0.5%。為了解決由于元器件偏移型直流分量的注入，提出一個積分補償環(huán)節(jié)來抑制直流注入，這里以無差拍控制為例介紹該方法。

2.2 偏移型直流分量抑制的方法

2.2.1 無差拍控制原理

光伏發(fā)電容易受到外界環(huán)境如光照、溫度等影響，要求逆變并網(wǎng)電流控制技術具有良好的動態(tài)響應性能。無差拍控制是一種數(shù)字化的控制方法，其優(yōu)勢就在于良好的動態(tài)性能，控制過程無過沖，具有非常快的暫態(tài)響應。

圖3為無差拍電流控制原理圖，DC為光伏電池輸出經(jīng)過BOOST 升壓電路得到的直流電壓，其值約為380 V。VT1～VT4組成全橋逆變器完成將光伏電池輸出的能量傳送到電網(wǎng)的任務。L 和C 組成一個濾波器，主要用于濾除由于開關管高頻通斷而產(chǎn)生的諧波電流的注入，R 為線路的等效電阻。由于電網(wǎng)電壓在一定范圍內穩(wěn)定，控制逆變器輸出的電流與電網(wǎng)電壓同相位，即其功率因素為1，即能完成最大效率的輸送。

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2.2.2 偏移型直流分量抑制算法

無差拍控制的思路是根據(jù)當前采樣周期電路的狀態(tài)來預測下一周期開關器件的占空比，從而產(chǎn)生PWM波控制開關管的通斷，為了解決由于測量元器件的零點漂移所帶來的偏移型直流注入問題，如式（1）所示在電流控制環(huán)節(jié)加入一個電流補償KI×Iε，每個正弦波周期對注入的直流分量進行抑制，直到Iε =0 達到穩(wěn)定狀態(tài)，實驗證明該方法簡單有效，具有很好的暫態(tài)響應和穩(wěn)態(tài)響應： 式中：為電網(wǎng)電壓在第k +1 次采樣周期的平均值；TS 為功率器件的開關周期；N 為每個周期的采樣次數(shù)；iL (k) 為第k 次周期電感電流的采樣值；iref(k +1) 為電感電流在第k +1周期的參考值；udc 為升壓級輸出的直流電壓。

假設圖4為一個周期內濾波電感電流的理想波形，周期為T，每周期采樣次數(shù)為N，該直流抑制算法只需要對稱提取靠近峰值附近大約20個點（N=200時），如圖4中灰線條所框起來的部分：
iε =iL(i) +iL(i +1) +…+iL(i +20) +iL(N -i -20) +…+iL(N -i) （3
）
如果iL(i)中不含直流分量，由圖4 可知：iL(i) =-iL(N -i -20) ，iL(i +1) =-iL(N -i -19)…iL(i +20) =-iL(N -i) 帶入式（3）即得iε =0 。當iL(t) 中含有直流分量idc 時，iε≠ 0 ，其值的大小代表iL(t)中含直流分量的多少，iε(t)的值越大說明所含直流分量的值也越大。在無差拍電流控制環(huán)中，將iε(t)乘上一個比例系數(shù)KI作為一個負反饋補償。KI的大小與電路結構有著密切的關系，需要根據(jù)實際情況恰當?shù)倪x擇KI，以實現(xiàn)快速且穩(wěn)定的直流抑制。

2.2.3 仿真分析

為了驗證理論分析和直流抑制控制方法的有效性，在Matlab/Simulink 環(huán)境下進行時域仿真，圖5為時域仿真搭建的電路模型。

直流母線電壓為380 V，系統(tǒng)開關頻率設置為10 kHz，濾波電感40 mH，濾波電容850 μF，并網(wǎng)電流幅值為設置為20 A。為了讓仿真效果更明顯，這里假設電流與電壓測量電路存在5%的輸出失調，并網(wǎng)電流波形仿真效果如圖6所示。

圖6中初始時刻并網(wǎng)電流存在一定量的直流電流，經(jīng)過閉環(huán)補償環(huán)節(jié)不斷調節(jié)，在0.15 s時刻后，直流分量得到充分抑制。為了更直觀地分析并網(wǎng)電流直流分量的變化情況，這里用Simulink/Fourier模塊對并網(wǎng)電流波形進行傅里葉分析，提取其直流分量，如圖7所示。分析可知0.15 s 后直流分量僅有0.02 A，為額定電流的0.12%。直流分量逐步被抑制，調節(jié)速度快且穩(wěn)態(tài)響應好。


圖8為并網(wǎng)電壓與電流的仿真波形，可以看出基于無差拍控制算法下所補償?shù)闹绷饕种骗h(huán)節(jié)達到了很好的效果，且不影響無差拍控制本身良好的動態(tài)性能和穩(wěn)定性