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中心議題：

• 差分探頭比單端探頭的固有負載小
• 待測信號的探頭額定負載效應可以量化
• 探頭負載效應的評估方法

解決方案：

• 采用非常對稱拓撲抑制尖端共模電壓 
• 精確的等效電路是首要的

簡介
測量PCIe，SATA和其它快速模擬和數字信號等寬帶信號時總是需要高阻抗探頭。通過線纜直接連接高頻信號到測量儀器只是適合通常的一致性測試和PCB驗證等應用場合，但是大多數信號必須在系統運行時進行觀察以便確定整個工作系統中的信號特性。大多數探頭是單端，也就是測量共地信號，需要通過地線連接探頭尖端附近的地和待測設備的地。這種探頭很難測量本地信號地與儀器地有很大區別的信號。地也可以與待測設備的地在一起。

設計者可以通過差分傳輸高速信號避免地連續性的問題而解決這個問題，但是這大大增加了測量挑戰，因為只測量一個信號對地不能很好地表達出這個差分信號。工程師可以使用兩個探頭測量兩個差分信號對地的信號然后相減，但這將占用兩個通道，而且依賴于兩個探頭的精確匹配。本文將解釋這個方法將比真正的差分探頭帶來更大的負載。

所有的高阻抗差分探頭對于被測信號都表現出負載阻抗，使得信號產生失真。本文將談到為什么差分探頭比單端探頭的固有負載要小，并且描述一種比以前任何一種探頭都具有最小負載效應的差分探頭。待測信號的探頭額定負載效應可以量化，同時將展示探頭負載效應的評估方法。

單端探頭的負載效應
單端探頭有兩個輸入端——信號（尖端）和地。等效電路包括電感、DC電阻并聯的輸入電容和地夾的電感。地夾電感可以和尖端電感歸結在一起以簡化電路。有源探頭的等效電路如Figure1所示。給出的電感有兩個——尖端和地夾電感。地夾電感通常占主導地位并依據用戶連接待測系統地的方式而改變。 低頻時，該探頭將通過電阻R加重待測電路的負載。R通常相當大，該效應可以忽略。高頻時，電容開始產生負載效應，造成待測信號的很大失真。電容和電感在該頻點諧振，負載變成0歐姆，完全短路了信號。為了減少負載效應（增加探頭的阻抗），電容和電感要盡可能的小。

差分探頭包括兩個獨立的輸入端子和一個差分放大器，如Figure 2所示。因為有源電路只放大兩個輸入，公共地連接還有相關的電感被去除。剩下的電感是兩個尖端電感的和，但是由于Ltip通常遠小于Lgnd，負載電感變得很小。尖端電感也是固定的，不依賴于任何因不同用戶而改變的地夾。此外，電容減半，因為負載電容和原有的輸入電容串聯。 差分設計的好處是明顯的，或許有人會問為何長時間內儀器廠商不制造這種探頭呢？挑戰在于，高帶寬差分放大器的設計。單端放大器比較簡單；要求較少的晶體管，消耗更少的功率，小體積并可以在高頻運行。

此外，連接兩個高頻尖端到放大器的輸入也增加了困難。不同的待測電路要求不同的位置和引線空間，這些尖端的任何移動可以顯著改變探頭的高頻響應。為了抑制共模信號，每個尖端的特性必須是一致的，很難創建可以在移動時保持匹配的物理尖端。

新的WaveLink系列高帶寬探頭解決了這些問題。最新的SiGe工藝支持具有高頻性能的高帶寬差分放大器，D600A-AT是7.5GHz。采用了非常對稱的拓撲保證了即便是在最高頻率時尖端共模電壓能有效抑制。

和可調整的尖端相關的問題已用新的專利輸入電路解決，允許尖端和小的傳輸線一起連接到放大器。放大器和尖端構筑在靈活的底層，尖端可被去除。用戶可以調整探頭的尖端精確匹配信號的空間從而獲得在不導致任何探頭負載或頻響變化的測量。

直到幾年前，儀器制造商僅提到探頭的輸入電阻和電容。這表明用戶的地夾的電感占據了主導，通過這個連接只有很少的控制。結果是，探頭制造商忽略了所有在量化探頭時導致地夾效應降低的信號。事實上，規定的低電感夾具經常用來測量探頭性能。使用這樣的夾具，制造商展示了在任何實際測量情況中都是不可能的（到地的真實連接時必須的）頻響和帶寬性能。

查看Figure 1中的等效電路，可以看到諧振頻率（1/(2*PI*sqrt(LC))給出）點的探頭輸入阻抗是0歐姆——完全消除了被測信號！最近一些制造商開始注意這個問題并設計具有更好輸入特性的探頭。Figure 3展示了這種探頭（Probe A)的等效電路。這是許多給出這個探頭精確依賴于尖端和地夾的等效負載模型之一。這個探頭還有一個諧振點大概是2GHz，該頻點的阻抗被電阻限制到大約165歐姆。 新的WaveLink差分探頭的等效電路如Figure 4所示。設計包括抑制諧振阻抗的電阻，也能通過消除地夾電感減少電感。輸入電容進一步減少到非常低的水平，有效的是諧振頻率移到7GHz，好于單端探頭。 新設計的探頭輸入阻抗效應如何？Figure 5展示了Probe A阻抗 Vs 頻率在有另外一個制造商沒有仔細考慮減少輸入諧振負載的Probe B之上。同時，新的WaveLink探頭的負載效應也展示出來。由于是差分探頭，有兩條跡線——第一條顯示了當做是單端探頭（負輸入當成是地連接）是時的阻抗，第二條顯示了用平衡源驅動時的負載。跡線在每個探頭的最大規定頻率截止。 WaveLink和單端探頭的一個明顯區別是較低的DC電阻：4k 歐姆差分 vs 100k 歐姆。這是一個顯著的不同，當檢查阻抗 vs 頻率曲線時，可以看到頻率遠大于幾十MHz（事實上是這么一個探頭所有關注的頻率），8nH 130電抗器件占據了負載效應的主導。較低的輸入電容提供了WaveLink探頭一個較大的輸入阻抗。

決定被測信號的阻抗效應并不簡單，因為依賴于待測電路的阻抗。出于這個原因，阻抗 vs 頻率曲線是不夠的；精確的等效電路是首要的，因為特定待測電路的效應可以計算出來。

為了比較差分探頭的性能，通常在良好定義和常數電路中畫出負載效應。比如，每個探頭在50歐姆理想環境中產生的插損如Figure 6所示。插損用dB表示；作為電壓表示，必須除以20，采用反對數。比如Probe B導致的4.6dB的插損會產生41%的幅度損失。這對于被探測的信號有顯著影響。 除了損失，待測電路的探頭阻抗產生的時間誤差。探頭負載可對被測信號產生延遲，甚至比幅度損失更嚴重，因為這些通過系統傳播。如果檢測多個點，當探頭放置到信號連接每個點產生一個時間偏移，這些延遲會增加。

取決于探頭負載，延遲或許不是頻率常數。這意味著信號由不同的沿速率（不同頻率成份）會被延遲不同的數量。當探頭和輸入從容性變到感性諧振時，延遲也變化。甚至探頭試圖減少LC諧振的幅度影響，也會使信號的時間延遲失真。唯一真正的解決方案是移到被測頻率之上的諧振頻率。

頻域中，時間偏移表現為群時延。定義為相位改變除以頻率的改變。理想的傳輸線有恒定的群時延（意味著延遲獨立于頻率）。同樣，容性負載也有恒定的群時延。更復雜的負載電路表現出隨信號變化的頻率成份而改變的延遲。這產生了信號中的確定性抖動，通過替換信號的連接而簡化。

示例探頭的群時延如Figure 7所示。垂直單位是ns。注意，類似于幅度損失，延遲也是被測電路阻抗的函數。此外，如果有人預計探頭在信號上產生的影響，特定的信號屬性將包括在仿真中。 決定信號的探頭負載效應是很難的。最簡單的方法是通過可以探測信號的夾具連接信號（或者典型信號）到測量儀器的輸入。這樣的夾具如下圖（Figure 8）所示。這是一個50歐姆微帶傳輸線，提供到儀器的極低失真連接。使用這個夾具，可以測量信號在探頭連接或不連接情況下檢測信號形狀的任何變化或由負載效應導致的時序。 我們可以通過安裝在力科WaveMaster示波器輸入的夾具展示這個方法，并顯示這個信號在探頭連接或不連接夾具時的跡線。觸摸探頭只有極少的影響。Figure 9 展示Probe A通過信號放置的負載產生的結果。 為了確定負載引起的延遲效應，用戶必須在獨立的信號上觸發示波器以便觸發點不隨著探頭而偏移。示波器設置成非負載信號（儲存在內存M1中）幅度和延遲和負載信號（顯示在通道1中）。之前對于在信號形狀上探頭負載效應測試，沒有大多數可預期的效應。好的探頭不會改變上升沿的形狀或相對于觸發點的邊沿時序。這里，斜的信號邊沿被衰減，時間延遲了7ps。因為我們看到對于這樣的一個探頭群時延不是常數，這個值隨著頻率成份（上升沿）的改變而改變。

新的WaveLinks探頭不通過同一個測試信號，測量結果如Figure 10 所示。由于探頭負載（<1%）信號幅度有輕微的減少，但主要的信號邊沿完全沒有失真。探頭阻抗產生的延遲是2ps，不會隨著信號頻率改變。

這個同樣的夾具可以用于頻域測量。通過測試夾具的信號插損可被測量，由探頭負載增加的插損，還有群時延都可被顯示。

探頭負載阻抗可以引起被測信號幅度和時間上的顯著變化。越低的探頭負載阻抗，這些改變越厲害，被測電路的特定屬性越依賴于這些改變。這些改變，尤其是時間偏斜會被顯著損害，因為通過功能系統傳播導致系統中其他點的失效測量。一個探頭輸入阻抗的準確模型要求完全評估這些在用探頭時可以看到的效應。

差分探頭具有固有的較低負載，現在的問題是增加到非常高的帶寬差分放大器（這里是7.5GHz）已被解決，這么一個探頭的所有的高頻測量是最好的。WaveLink系列探頭在這些任何已有的高頻探頭中具有最低的負載，提供了測試信號的最低失真。