【導讀】最近在選型一款高壓側電流檢測芯片，很多芯片廠商都有類似芯片推薦，TI的INA168，ADI家的LTC6101，Maxim的MAX4372。工作原理是將采樣電阻的電壓轉移到運放輸入級的電阻Rin，芯片輸出端外接下拉電阻Ro，實現增益可調的效果，G=Ro/Rin。
最近在選型一款高壓側電流檢測芯片，很多芯片廠商都有類似芯片推薦，TI的INA168，ADI家的LTC6101，Maxim的MAX4372。工作原理是將采樣電阻的電壓轉移到運放輸入級的電阻Rin，芯片輸出端外接下拉電阻Ro，實現增益可調的效果，G=Ro/Rin。
但是通過對三個芯片的原理圖框圖分析，發現輸出反饋接回輸入端的位置不一樣。覺得ADI的LTC6101接入的做法才是負反饋，TI的INA168和Maxim的MAX4372是不是原理框圖畫錯了，畢竟反饋接到了運放的同相端，這樣子還是負反饋嗎？認為這種接法是用了正反饋，工作起來是要振蕩的？
對于這個疑問，還去TI的論壇咨詢了一番。當然，Datasheet中拼寫錯誤是有的。但這個原理性的錯誤，在Datasheet上面是不會弄錯的，只是我沒有弄懂這個工作原理。對電路的實際連接方式沒有深入理解的。
負反饋是有判定方法的，并不是之前機械的記憶，反饋點連接到反相端才是負反饋電路。在這里和壇友一起分享下我的理解過程，其實兩種電路都是負反饋的，運放的輸出級是接的不同晶體管，TI的INA168輸出級接的是NPN三極管，反饋信號是從NPN的集電極反饋到運放的同相端V+，所以NPN三極管的集電極輸出相對基級輸入（運放的輸出）已經有了180°的反相。當運放輸出Vo電壓降低，Ib就會降低，Ic也會降低，這個時候集電極電壓Vc就會增加，運放的同相端電壓V+就會增加，這個時候又會使得輸出Vo再次增加。
因此，運放輸出的降低會導致Vo的再次增加，正是由于這個反相，信號是運放的反相端輸入的話，需要將運放同相端作為反饋點。
ADI的LTC6101的芯片的運放輸出端是使用PMOS，從PMOS的源級反饋，因此PMOS的源極輸出相對柵級輸入（運放的輸出）是同相位的，要實現負反饋的功能，需要將運放反相端作為反饋點。
兩種原理框圖連接的電路是不同的，所以反饋點選用也是不一樣的。
雖然兩種結構都是負反饋，但是實現功能的時候還是有些區別，比如下圖兩個電壓跟隨器的設計中，反饋點分別是同相端和反相端，但是圖1的輸出電壓明顯受到NPN的BE之間Vbe=0.6V的限制，輸入Vin=4V，輸出最大電壓Vo=Vin-Vbe=3.4V。如果Q1使用MOSFET替代，那么Vgs的控制電壓更大，一般Vgs有2V左右，將會導致輸出電壓更低。所以圖1的射級跟隨器的設計會導致輸出電壓達不到要求。
使用圖2的電路設計，輸出電壓就不受Vbe的影響，輸出電壓壓降就是Vce，即使使用MOSFET，也可以保證輸出電壓跟隨輸入電壓的。
由于圖1的使用輸出電壓受限到的劣勢，TI的芯片也漸漸的不使用這種結構了，在其新的電流檢測芯片INA180，INA186就是使用差分輸入信號了。
電路看起來不復雜，要是僅僅是單純記住運放的反饋點是反相端，這樣電路就會分析不下去。還是要結合實際電路做分析的。
這個帖子下午發了之后，有壇友私信說即使用PNP的接法，這個電路也是工作不起來的，震蕩的厲害。由于僅僅是對芯片的原理框圖不理解，才對相關電路進行分析，沒有仿真看結果。趕緊仿真看了結果，輸出完全是不能看的。這個仿真輸出看樣子是正反饋震蕩嗎？之前的分析結果是錯誤的嗎？
由于對LTSPICE仿真loopgain不熟悉，只能得到閉環增益曲線，對判定系統穩定性沒有太多幫助。
重新使用TINA仿真查看環路的相位余量和增益余量，經過仿真得知，在此電路下根本沒有相位余量的，系統肯定不穩定的，所以反饋還是負反饋，但是由于環路余量不夠，所以引起震蕩的。
由于對環路穩定性改進水平有限，需要增加零極點來補償。嘗試加了兩個電容后，loopgain的相位余量有86°。
隨后使用LTSPICE進行仿真，輸出基本跟隨輸入，有些許過沖，也能符合要求。但是對于INA168,LTC6101等芯片，這些環路穩定性肯定考慮到了，外加電路也不會引起震蕩。至于如何才能讓系統更穩定，大家可以發表看法來改進的。
從一個芯片選型，讓我更加深入了解負反饋的應用。負反饋書本介紹是說：使輸出起到與輸入相反的作用，使系統輸出與系統目標的誤差減小，從而系統趨于穩定。以后電路設計要根據電路特性分析，不能只記一個概念的。這樣才能靈活應用電路，得到自己需要的數據。
附件有用到的LTspice和TINA的仿真電路，感興趣的也可以仿真看看的。
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