中心論題：
- 分頻式鎖相環(huán)倍頻原理
- 系統(tǒng)組成與設(shè)計(jì)
- 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果
解決方案：
- 鎖相電路的仿真和設(shè)計(jì)
- 高頻電路設(shè)計(jì)
LMDS是一種較新的寬帶無(wú)線接入技術(shù)，它以初期投資少、傳輸速率高、業(yè)務(wù)類(lèi)型豐富，以及非常適合在城市中高密度用戶地區(qū)（如商業(yè)大樓）提供寬帶通信服務(wù)等特點(diǎn)而備受業(yè)界矚目。LMDS工作頻段為24GHz～29GHz, 可擴(kuò)展到10GHz～66GHz。這意味著需要毫米波收發(fā)系統(tǒng)。LMDS射頻系統(tǒng)毫米波收發(fā)單元的接收/發(fā)射次諧波混頻器需要本地微波頻率振蕩源提供穩(wěn)定的本地參考振蕩信號(hào)。
微波頻率源是所有微波系統(tǒng)（如雷達(dá)、通訊、導(dǎo)航等）的基本微波能源。主要包括固定頻率振蕩器（點(diǎn)頻振蕩源）和微波頻率合成器兩類(lèi)。固定頻率振蕩器通常采用鎖相環(huán)技術(shù)來(lái)獲得高穩(wěn)定度、低相位噪聲的輸出信號(hào)，在通訊系統(tǒng)和雷達(dá)系統(tǒng)中作為本機(jī)振蕩器得到最廣泛的應(yīng)用，其中包括VCO鎖相點(diǎn)頻源、DRO鎖相點(diǎn)頻源等。石英晶體震蕩器是一種高穩(wěn)定的頻率源，但是它們只能工作在幾百兆赫范圍內(nèi)，不能達(dá)到設(shè)計(jì)要求。在微波頻率，設(shè)計(jì)穩(wěn)定的頻率源通常用石英晶體振蕩器輸出信號(hào)經(jīng)鎖相環(huán)技術(shù)N次倍頻來(lái)實(shí)現(xiàn)。
本文介紹的頻率振蕩器為L(zhǎng)MDS射頻系統(tǒng)中的本地振蕩源設(shè)計(jì)，要求輸出信號(hào)固定頻率點(diǎn)為11.776GHz，信號(hào)功率為1mW，相位噪聲指標(biāo)(傅氏頻率為1kHz時(shí))為-75dBc/Hz。LMDS對(duì)本振源的精度要求較高，同時(shí)由于LMDS系統(tǒng)采取四相相移鍵控（QPSK）調(diào)制方式，本振源的穩(wěn)定度需要達(dá)到一定量級(jí)來(lái)滿足低誤碼率的要求。利用分頻式鎖相倍頻技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)低成本、高性能的微波信號(hào)發(fā)生器的設(shè)計(jì)要求。
分頻式鎖相環(huán)倍頻原理
典型的分頻式鎖相環(huán)路包括檢相器（PHD）、電壓控制振蕩器（VCO）、環(huán)路濾波器（LPF）和可編程數(shù)字分頻器（1/N）。圖1是最簡(jiǎn)易的鎖相式頻率合成器的相位模型圖。一個(gè)高精度穩(wěn)定參考信號(hào)fi輸入至檢相器，與1/N分頻后的電壓控振蕩信號(hào)f0/N檢相，產(chǎn)生一個(gè)電平隨兩個(gè)信號(hào)之間的相位的偏差而變化的誤差電壓。經(jīng)過(guò)濾波后誤差信號(hào)作為電壓控制振蕩器的控制電壓，使得壓控振蕩器輸出f0=Nfi。鎖相環(huán)具有高穩(wěn)定度，一旦完成相位鎖定，環(huán)路將會(huì)無(wú)限時(shí)保持鎖定狀態(tài)。如果電壓控制振蕩器頻率發(fā)生偏移，就會(huì)導(dǎo)致控制電壓發(fā)生變化，而這種變化又使得整個(gè)環(huán)路再重新回到鎖定狀態(tài)。同時(shí)由于分頻式設(shè)計(jì)，f0的抖動(dòng)Δf經(jīng)N次分頻后到達(dá)檢相器，也降低了對(duì)VCO的穩(wěn)定性要求。通過(guò)改變分頻器分頻比，可以鎖相倍頻在不同的頻率上。分頻鎖相倍頻具有諸多優(yōu)點(diǎn)，在高頻率微波信號(hào)發(fā)生器設(shè)計(jì)中廣泛應(yīng)用。
假定檢相特性為正弦形，可求出鎖相環(huán)路的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)、閉環(huán)傳遞函數(shù)，以及誤差傳輸函數(shù)等。
誤差傳遞函數(shù)又可寫(xiě)為：He(s)=1-H(s)
系統(tǒng)組成與設(shè)計(jì)
a.系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)方案
不同于文獻(xiàn)中采取先諧波混頻獲得較高頻率的中頻信號(hào)后再鎖相獲得振蕩信號(hào)的設(shè)計(jì)方法，筆者采取對(duì)晶體振蕩器輸出參考信號(hào)直接一次鎖相倍頻獲得高頻信號(hào)，再對(duì)輸出高頻信號(hào)進(jìn)行后續(xù)處理以達(dá)到設(shè)計(jì)要求的方案。該方案電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)，獲得的振蕩信號(hào)穩(wěn)定度高、相位噪聲低，但是直接高倍頻鎖相增加了射頻電路的復(fù)雜性，電路匹配和電磁兼容性問(wèn)題的解決也相應(yīng)地更加復(fù)雜。
在該頻率振蕩器系統(tǒng)中，利用高穩(wěn)定晶體振蕩源輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)中心頻率為46MHz帶通濾波器，提供一個(gè)高精確的穩(wěn)定參考信號(hào)至檢相器，鎖相環(huán)路分頻計(jì)數(shù)器設(shè)置為128，達(dá)到鎖相后VCO輸出5.888GHz固定點(diǎn)頻信號(hào)，再經(jīng)過(guò)高頻電路倍頻獲得11.776GHz的二次諧波。由于采用的倍頻器基波抑制性能較差，需要通過(guò)阻帶濾波和功率放大獲得足夠功率的高穩(wěn)定低相位噪聲的高純度11.776GHz振蕩信號(hào)。圖2為整個(gè)頻率振蕩器系統(tǒng)的設(shè)計(jì)框架。
整個(gè)系統(tǒng)按照信號(hào)頻率大致可以分為低頻（鎖相環(huán)電路）和高頻（倍頻放大電路）兩個(gè)模塊，鎖相環(huán)電路的設(shè)計(jì)和測(cè)試是系統(tǒng)仿真與設(shè)計(jì)的重點(diǎn)。雖然鎖相環(huán)大部分元件頻率較低，但是由于環(huán)路完成高倍數(shù)倍頻，分頻器輸入信號(hào)和壓控振蕩器輸出信號(hào)為5.888GHz的高頻信號(hào)，因此整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)要解決好高頻信號(hào)電路的匹配和電磁兼容性問(wèn)題，包括確保良好的屏蔽和接地措施減少電路間的相互干擾；在避免耦合盡量減小導(dǎo)體長(zhǎng)度的同時(shí),使導(dǎo)體之間的距離盡可能地遠(yuǎn)；在電源接入處需設(shè)置精致的旁路防止射頻電流在電路間傳播等。
b.鎖相電路的仿真和設(shè)計(jì)
環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)——環(huán)路濾波器形式和參數(shù)的選取是整個(gè)鎖相環(huán)電路設(shè)計(jì)與調(diào)試的關(guān)鍵。在壓控振蕩器和檢相器設(shè)計(jì)確定的情況下，環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)直接決定了整個(gè)環(huán)路的傳輸函數(shù)，從而在很大程度上決定環(huán)路的噪聲性能、捕獲和跟蹤性能等。在鎖相環(huán)路設(shè)計(jì)中廣泛采用由有源比例積分濾波器組成的高增益二階環(huán)路，因?yàn)檫@種環(huán)路具有無(wú)條件穩(wěn)定性，而且有較大相位裕度。但是為了更好地抑制控制線中干擾、提高環(huán)路噪聲抑制性能，在高增益二階環(huán)的基礎(chǔ)上附加一級(jí)RC低通濾波器。其電路形式如圖3所示。
環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)為：
第一項(xiàng)為附加的RC低通濾波器傳輸函數(shù)，第二項(xiàng)為高增益二階環(huán)的環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)。
根據(jù)高增益二階環(huán)傳遞特性，環(huán)路自然諧振頻率fn= 
鎖相環(huán)路輸入?yún)⒖碱l率fi=46MHz。（8）式中環(huán)路阻尼系數(shù)ζ的取值直接影響環(huán)路瞬態(tài)響應(yīng)。ζ值太大，環(huán)路的低通性能差，對(duì)環(huán)路相位噪聲抑制不夠；ζ太小，瞬態(tài)特性過(guò)長(zhǎng)，捕捉時(shí)間過(guò)長(zhǎng)；選擇ζ=0.707。根據(jù)環(huán)路特性折衷考慮環(huán)路捕捉時(shí)間和相位噪聲抑制效果，取環(huán)路fn=1MHz，fn<<fi以保證對(duì)輸入頻率的足夠抑制。筆者使用的鎖相環(huán)路電壓控制振蕩器的頻推特性為K0=150MHz/V，檢相器增益系數(shù)Kd=2V/2π。分頻倍數(shù)N=128。求得環(huán)路濾波器時(shí)間常數(shù)τ2=2.34μs,τ3=1.41μs;取電容C2=2200pF， 則R3≈580Ω，R2≈1kΩ。
為提高鎖相環(huán)路低通性能，在環(huán)路濾波器附加RC濾波器，在保證對(duì)控制線中干擾的足夠抑制的前提下，通常要求其3dB頻率點(diǎn)f3≥5fn以保證環(huán)路的穩(wěn)定性。在實(shí)驗(yàn)中，取f3=10fn=10MHz，則取R1=R2=1kΩ，C1≈1200pF。
鎖相環(huán)路穩(wěn)定性仿真和分析——由于在二階高增益環(huán)中附加了RC濾波器，增強(qiáng)了環(huán)路對(duì)相位噪聲的抑制能力,但也影響了環(huán)路穩(wěn)定性，有必要對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性進(jìn)行判別。ADS中用波特圖法仿真分析環(huán)路開(kāi)環(huán)傳輸函數(shù)的幅頻特性和相頻特性,見(jiàn)圖4。
環(huán)路仿真結(jié)果是環(huán)路的最大總相移都不超過(guò)180°，符合無(wú)條件穩(wěn)定條件，即:
增益臨界頻率附近有57.119°的正相位裕度，驗(yàn)證了鎖相環(huán)路是足夠穩(wěn)定的。
鎖相環(huán)路相位噪聲仿真和分析——根據(jù)鎖相環(huán)路閉環(huán)傳輸函數(shù)（5）式，鎖相環(huán)路輸出信號(hào)的相位噪聲譜由下式?jīng)Q定：
（10）式中 
為輸入調(diào)相信號(hào)的相位噪聲譜，
為分頻器引入的附加相位噪聲，
為檢相器引入的附加相位噪聲譜， 
為壓控振蕩器附加的相位噪聲譜。由于鎖相環(huán)閉環(huán)傳輸函數(shù)H(jw)具有低通性質(zhì)，即:
可見(jiàn)分頻式鎖相環(huán)路對(duì)于輸入信號(hào)、分頻器、檢相器的附加相位噪聲呈低通特性，對(duì)于壓控振蕩器的相位噪聲呈高通特性。環(huán)路相位噪聲仿真結(jié)果與該結(jié)論相符，見(jiàn)圖5。與普通倍頻器件相似，“低通型”的噪聲通過(guò)分頻鎖相環(huán)會(huì)增加N2倍，輸入?yún)⒖夹盘?hào)來(lái)自穩(wěn)定信源，其信噪比較高，而分頻器輸出端很小的近旁頻信號(hào)在經(jīng)過(guò)
后，都會(huì)在壓控振蕩器輸出一個(gè)較大的近旁頻成分。所以在設(shè)計(jì)中注意對(duì)壓控振蕩器輸出和分頻器輸入進(jìn)行嚴(yán)格隔離，防止有干擾串入分頻器。
c.高頻電路設(shè)計(jì)
參考信號(hào)經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)路獲得低相位噪聲、高穩(wěn)定的5.888GHz信號(hào)（功率大于+10dBm），需要設(shè)計(jì)高頻電路進(jìn)行倍頻、濾波、功率放大來(lái)達(dá)到設(shè)計(jì)頻率的要求。由于采用的倍頻器基波抑制不理想，倍頻后仍殘留有較大的5.888GHz基波信號(hào)，設(shè)計(jì) 
短截線基型微波帶阻濾波器對(duì)其進(jìn)行濾除。帶阻濾波器阻帶中心頻率5.888GHz，阻帶衰減50dB以上，通帶衰減小于3dB,兩端均為50Ω微帶線。帶阻濾波器的諧振器為
并聯(lián)開(kāi)路短截線，其間為 
的連接線。濾波后采用低耗能的射頻放大器對(duì)信號(hào)進(jìn)行功率放大以彌補(bǔ)濾波器的通帶衰減。功率放大器電路設(shè)計(jì)主要是隔直電路的設(shè)計(jì),選用一級(jí)耦合微帶作為隔直電路，對(duì)11.776GHz信號(hào)增益可以達(dá)到10dB左右。圖6給出了用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)得的帶阻濾波器和功率放大器的s12特性。
系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果
在整個(gè)鎖相頻率綜合器系統(tǒng)，需要測(cè)量的電路單元主要有：分頻式鎖相環(huán)環(huán)路特性、高頻帶阻濾波器特性、高頻信號(hào)功率放大單元和整個(gè)頻率綜合系統(tǒng)的輸出頻譜特性。用Marconi 10kHz～1GHz信號(hào)發(fā)生器提供高精度46MHz參考信號(hào)，用HP8592A頻譜分析儀測(cè)量輸出信號(hào)頻率特性。頻譜結(jié)果如圖7所示，系統(tǒng)輸出信號(hào)頻率點(diǎn)在11.776GHz，系統(tǒng)輸出信號(hào)功率為3.64dBm。用同樣頻譜分析儀測(cè)量系統(tǒng)輸出信號(hào)的單邊帶相位噪聲。取偏離載頻為1kHz的測(cè)試波形，測(cè)得其單邊帶相位噪聲為-72.8dBc/Hz@1kHz。
利用分頻鎖相環(huán)技術(shù)，完成了小體積、高穩(wěn)定、低相噪的固定頻率微波信號(hào)發(fā)生器的設(shè)計(jì)，輸出信號(hào)噪聲指數(shù)達(dá)-72.8dBc/Hz@1kHz。該鎖相頻率振蕩器已經(jīng)用于LMDS系統(tǒng)設(shè)計(jì)和測(cè)試中，為毫米波收發(fā)系統(tǒng)次諧波混頻器提供穩(wěn)定、低相噪的11.776GHz的本地振蕩源信號(hào)。
