工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)的整個(gè)市場(chǎng)趨勢(shì)是對(duì)更高效率以及可靠性和穩(wěn)定性的要求不斷提高。有關(guān)增加絕緣柵極雙極性晶體管（IGBT）導(dǎo)通損耗的一些權(quán)衡取舍是：更高的 短路電流電平、更小的芯片尺寸，以及更低的熱容量和短路耐受時(shí)間。這凸顯了柵極驅(qū)動(dòng)器電路以及過流檢測(cè) 和保護(hù)功能的重要性。以下內(nèi)容討論了現(xiàn)代工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)中成功可靠地實(shí)現(xiàn)短路保護(hù)的問題，同時(shí)提供三相電機(jī)控制應(yīng)用中隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器的實(shí)驗(yàn)性示例。
工業(yè)環(huán)境中的短路有哪些？
工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的工作環(huán)境相對(duì)惡劣，可能出現(xiàn)高溫、交流線 路瞬變、機(jī)械過載、接線錯(cuò)誤以及其它突發(fā)情況。其中有些事 件可能會(huì)導(dǎo)致較大的過流流入電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的功率電路中。圖1顯 示了三種典型的短路事件。
圖1. 工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)中的典型短路事件
它們是：
逆變器直通。這可能是由于不正確開啟其中一條逆變器橋臂 的兩個(gè)IGBT所導(dǎo)致的，而這種情況又可能是因?yàn)樵馐芰穗姶?干擾或控制器故障。它也可能是因?yàn)楸凵系钠渲幸粋€(gè)IGBT磨 損/故障導(dǎo)致的，而正常的IGBT保持開關(guān)動(dòng)作。
相對(duì)相短路。這可能是因?yàn)樾阅芟陆怠囟冗^高或過壓事件 導(dǎo)致電機(jī)繞組之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。
相線對(duì)地短路。這同樣可能是因?yàn)樾阅芟陆怠囟冗^高或過 壓事件導(dǎo)致電機(jī)繞組和電機(jī)外殼之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。
一般而言，電機(jī)可在相對(duì)較長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)（毫秒到秒，具體取決于 電機(jī)尺寸和類型）吸收極高的電流；然而，IGBT——工業(yè)電機(jī)驅(qū) 動(dòng)逆變器級(jí)的主要部分——短路耐受時(shí)間為微秒級(jí)。
IGBT短路耐受能力
IGBT短路耐受時(shí)間與其跨導(dǎo)或增益以及IGBT芯片熱容量有關(guān)。更 高的增益導(dǎo)致IGBT內(nèi)的短路電流更高，因此顯然增益較低的IGBT 具有較低的短路電平。然而，較高增益同樣會(huì)導(dǎo)致較低的通態(tài) 導(dǎo)通損耗，因而必須作出權(quán)衡取舍。1 IGBT技術(shù)的發(fā)展正在促成增 加短路電流電平，但降低短路耐受時(shí)間這一趨勢(shì)。此外，技術(shù) 的進(jìn)步導(dǎo)致使用芯片尺寸更小，2 縮小了模塊尺寸，但降低了熱 容量，以至耐受時(shí)間進(jìn)一步縮短。另外，還與IGBT集電極-發(fā)射 極電壓有很大關(guān)系，因而工業(yè)驅(qū)動(dòng)趨向更高直流總線電壓電平 的并行趨勢(shì)進(jìn)一步縮減了短路耐受時(shí)間。過去，這一時(shí)間范圍 是10 μs，但近年來的趨勢(shì)是在往5 μs3 以及某些條件下低至1 μs方 向發(fā)展。4 此外，不同器件的短路耐受時(shí)間也有較大的不同，因 此對(duì)于IGBT保護(hù)電路而言，通常建議內(nèi)建多于額定短路耐受時(shí) 間的額外裕量。
IGBT過流保護(hù)
無論出于財(cái)產(chǎn)損失還是安全方面的考量，針對(duì)過流條件的IGBT 保護(hù)都是系統(tǒng)可靠性的關(guān)鍵所在。IGBT并非是一種故障安全元 件，它們?nèi)舫霈F(xiàn)故障則可能導(dǎo)致直流總線電容爆炸，并使整個(gè)驅(qū)動(dòng)出現(xiàn)故障。5 過流保護(hù)一般通過電流測(cè)量或去飽和檢測(cè)來實(shí) 現(xiàn)。圖2顯示了這些技巧。對(duì)于電流測(cè)量而言，逆變器臂和相位 輸出都需要諸如分流電阻等測(cè)量器件，以便應(yīng)付直通故障和電 機(jī)繞組故障。控制器和/或柵極驅(qū)動(dòng)器中的快速執(zhí)行跳變電路必 須及時(shí)關(guān)斷IGBT，防止超出短路耐受時(shí)間。這種方法的最大好 處是它要求在每個(gè)逆變器臂上各配備兩個(gè)測(cè)量器件，并配備一 切相關(guān)的信號(hào)調(diào)理和隔離電路。只需在正直流總線線路和負(fù)直 流總線線路上添加分流電阻即可緩解這種情況。然而，在很多 情況下，驅(qū)動(dòng)架構(gòu)中要么存在臂分流電阻，要么存在相位分流 電阻，以便為電流控制環(huán)路服務(wù)，并提供電機(jī)過流保護(hù)；它們 同樣可能用于IGBT過流保護(hù)——前提是信號(hào)調(diào)理的響應(yīng)時(shí)間足 夠快，可以在要求的短路耐受時(shí)間內(nèi)保護(hù)IGBT。
圖2. IGBT過流保護(hù)技術(shù)示例
去飽和檢測(cè)利用IGBT本身作為電流測(cè)量元件。原理圖中的二極 管確保IGBT集電極-發(fā)射極電壓在導(dǎo)通期間僅受到檢測(cè)電路的監(jiān) 控；正常工作時(shí)，集電極-發(fā)射極電壓非常低（典型值為1 V至4 V）。 然而，如果發(fā)生短路事件，IGBT集電極電流上升到驅(qū)動(dòng)IGBT退出 飽和區(qū)并進(jìn)入線性工作區(qū)的電平。這導(dǎo)致集電極-發(fā)射極電壓快 速升高。上述正常電壓電平可用來表示存在短路，而去飽和跳 變閾值電平通常在7 V至9 V區(qū)域內(nèi)。重要的是，去飽和還可表示 柵極-發(fā)射極電壓過低，且IGBT未完全驅(qū)動(dòng)至飽和區(qū)。進(jìn)行去飽 和檢測(cè)部署時(shí)需仔細(xì)，以防誤觸發(fā)。這尤其可能發(fā)生在IGBT尚 未完全進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)，從IGBT關(guān)斷狀態(tài)轉(zhuǎn)換到IGBT導(dǎo)通狀態(tài)期 間。消隱時(shí)間通常在開啟信號(hào)和去飽和檢測(cè)激活時(shí)刻之間，以 避免誤檢。通常還會(huì)加入電流源充電電容或RC濾波器，以便在 檢測(cè)機(jī)制中產(chǎn)生短暫的時(shí)間常數(shù)，過濾噪聲拾取導(dǎo)致的濾波器 雜散跳變。選擇這些濾波器元件時(shí)，需在噪聲抗擾度和IGBT短 路耐受時(shí)間內(nèi)作出反應(yīng)這兩者之間進(jìn)行權(quán)衡。
檢測(cè)到IGBT過流后，進(jìn)一步的挑戰(zhàn)便是關(guān)閉處于不正常高電流 電平狀態(tài)的IGBT。正常工作條件下，柵極驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)為能夠盡 可能快速地關(guān)閉IGBT，以便最大程度降低開關(guān)損耗。這是通過 較低的驅(qū)動(dòng)器阻抗和柵極驅(qū)動(dòng)電阻來實(shí)現(xiàn)的。如果針對(duì)過流條 件施加同樣的柵極關(guān)斷速率，則集電極-發(fā)射極的di/dt將會(huì)大很 多，因?yàn)樵谳^短的時(shí)間內(nèi)電流變化較大。由于線焊和PCB走線 雜散電感導(dǎo)致的集電極-發(fā)射極電路寄生電感可能會(huì)使較大的過 壓電平瞬間到達(dá)IGBT（因?yàn)閂LSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt）。因此，在去飽 和事件發(fā)生期間，關(guān)斷IGBT時(shí)，提供阻抗較高的關(guān)斷路徑很重 要，這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過壓電平。
除了系統(tǒng)故障導(dǎo)致的短路，瞬時(shí)逆變器直通同樣會(huì)發(fā)生在正常 工作條件下。此時(shí)，IGBT導(dǎo)通要求IGBT驅(qū)動(dòng)至飽和區(qū)域，在該區(qū)域中導(dǎo)通損耗最低。這通常意味著導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的柵極-發(fā)射極電 壓大于12 V。IGBT關(guān)斷要求IGBT驅(qū)動(dòng)至工作截止區(qū)域，以便在高 端IGBT導(dǎo)通時(shí)成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講，可以通 過使IGBT柵極-發(fā)射極電壓下降至0 V實(shí)現(xiàn)該目標(biāo)。但是，必須考 慮逆變器臂上低端晶體管導(dǎo)通時(shí)的副作用。導(dǎo)通時(shí)開關(guān)節(jié)點(diǎn)電 壓的快速變化導(dǎo)致容性感應(yīng)電流流過低端IGBT寄生密勒柵極-集 電極電容（圖3中的CGC）。該電流流過低端柵極驅(qū)動(dòng)器（圖3中的 ZDRIVER）關(guān)斷阻抗，在低端IGBT柵極發(fā)射極端創(chuàng)造出一個(gè)瞬變電壓 增加，如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上，則 會(huì)導(dǎo)致低端IGBT的短暫導(dǎo)通，從而形成瞬態(tài)逆變器臂直通—— 因?yàn)閮蓚€(gè)IGBT都短暫導(dǎo)通。這一般不會(huì)破壞IGBT，但卻能增加功 耗，影響可靠性。
圖3. 密勒感應(yīng)逆變器直通
一般而言，有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應(yīng)導(dǎo)通問 題——使用雙極性電源和/或額外的米勒箝位。在柵極驅(qū)動(dòng)器 隔離端接受雙極性電源的能力為感應(yīng)電壓瞬變提供了額外的裕 量。例如，–7.5 V負(fù)電源軌表示需要大于8.5 V的感應(yīng)電壓瞬變才 能感應(yīng)雜散導(dǎo)通。 這足以防止雜散導(dǎo)通。另一種方法是在完成 關(guān)斷轉(zhuǎn)換后的一段時(shí)間內(nèi)降低柵極驅(qū)動(dòng)器電路的關(guān)斷阻抗。這 稱為米勒箝位電路。容性電流現(xiàn)在流經(jīng)較低阻抗的電路，隨后 降低電壓瞬變的幅度。針對(duì)導(dǎo)通與關(guān)斷采用非對(duì)稱柵極電阻， 便可為開關(guān)速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅(qū)動(dòng)器 功能都對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的可靠性與效率有正面影響。
實(shí)驗(yàn)示例
實(shí)驗(yàn)設(shè)置采用三相逆變器，該逆變器由交流市電通過半波整流器供電。雖然系統(tǒng)最高可采用800 V的直流總線電壓，但本例中 的直流總線電壓為320 V。正常工作時(shí)，0.5 HP感應(yīng)電機(jī)由開環(huán) V/Hz控制驅(qū)動(dòng)。IGBT采用InternaTIonal RecTIfier提供的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF。控制器采用ADI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合 信號(hào)處理器。使用隔離式Σ-Δ AD7403調(diào)制器進(jìn)行相位電流測(cè)量， 使用ADuM4135實(shí)現(xiàn)隔離式柵極驅(qū)動(dòng)（它是一款磁性隔離式柵極驅(qū) 動(dòng)器產(chǎn)品，集成去飽和檢測(cè)、米勒箝位和其它IGBT保護(hù)功能）。 在電機(jī)相位之間，或在電機(jī)相位和負(fù)直流總線之間手動(dòng)開關(guān)短 路，進(jìn)行短路測(cè)試。 本例中未測(cè)試短路至地。
控制器和電源板如圖5所示。它們均為ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit®6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔離式逆變器平臺(tái)。
圖4. 實(shí)驗(yàn)設(shè)置
圖5. ADI隔離式逆變器平臺(tái)搭配全功能IGBT柵極驅(qū)動(dòng)器
實(shí)驗(yàn)硬件中，通過多種方法實(shí)現(xiàn)IGBT過流和短路保護(hù)。它們分 別是： 直流總線電流檢測(cè)（逆變器直通故障） ；電機(jī)相位電流檢測(cè)（電機(jī)繞組故障） ； 柵極驅(qū)動(dòng)器去飽和檢測(cè)（所有故障）。
對(duì)于直流總線電流檢測(cè)電路，必須加一個(gè)小型濾波器，避免誤 觸發(fā)，因?yàn)橹绷骺偩€電流由于潛在的高噪聲電流而斷續(xù)。采用 具有3 μs時(shí)間常數(shù)的RC濾波器。檢測(cè)到過流后，其余有關(guān)IGBT關(guān) 斷的延遲是通過運(yùn)算放大器、比較器、信號(hào)隔離器、ADSP-CM408F 中的跳變響應(yīng)時(shí)間，以及柵極驅(qū)動(dòng)器傳播延遲。這會(huì)額外增 加0.4 μs，使得故障至關(guān)斷的總時(shí)間延遲為3.4 μs——遠(yuǎn)低于很 多IGBT的短路時(shí)間常數(shù)。類似的時(shí)序同樣適用于采用AD7403以 及ADSP-CM408F處理器上集成式過載檢測(cè)sinc濾波器的電機(jī)相位 電流檢測(cè)。采用時(shí)間常數(shù)為3 μs左右的sinc濾波器可良好運(yùn)作。8 在這種情況下，其余系統(tǒng)延遲的原因僅會(huì)是跳變信號(hào)內(nèi)部路由 至PWM單元以及存在柵極驅(qū)動(dòng)器傳播延遲，因?yàn)檫^載sinc濾波器 是處理器的內(nèi)部元件。連同電流檢測(cè)電路或快速數(shù)字濾波器的 反應(yīng)時(shí)間，無論使用何種方法，兩種情況下的ADuM4135超短傳播延遲對(duì)實(shí)現(xiàn)有效的快速過流保護(hù)非常重要。圖6顯示了硬件跳 變信號(hào)、PWM輸出信號(hào)和其中一個(gè)逆變器臂的上方IGBT實(shí)際柵 極-發(fā)射極波形之間的延遲。圖中可以看到，IGBT開始關(guān)斷后的 總延遲約為100 ns。
圖6. 過流關(guān)斷時(shí)序延遲（通道1：柵極-發(fā)射極電壓10 V/div；通道2：來自 控制器的PWM信號(hào)5 V/div；通道3：低電平有效跳變信號(hào)5 V/div；100 ns/div）
柵極驅(qū)動(dòng)器去飽和檢測(cè)比上文描述的過流檢測(cè)方法執(zhí)行速度快 得多，且對(duì)于限制短路電流所允許上升的上限很重要，從而提 升了系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性，并超過了可以實(shí)現(xiàn)的水準(zhǔn)，哪怕系統(tǒng) 帶有快速過流保護(hù)功能。這顯示在圖7中。當(dāng)發(fā)生故障時(shí)，電 流快速上升——事實(shí)上，電流遠(yuǎn)高于圖中所示，因?yàn)閳D中以帶 寬限制20 A電流探針進(jìn)行測(cè)量，僅供參考。去飽和電壓達(dá)到9 V 跳變電平，柵極驅(qū)動(dòng)器開始關(guān)斷。顯然，短路的整個(gè)持續(xù)時(shí)間 不足400 ns。電流的長(zhǎng)尾表示下方IGBT反并聯(lián)二極管中的續(xù)流導(dǎo) 致的感應(yīng)電能。開啟時(shí)，去飽和電壓的初始增加是雜散去飽和 檢測(cè)電動(dòng)勢(shì)的一個(gè)例子，這是由于集電極-發(fā)射極電壓瞬態(tài)所導(dǎo) 致。可以通過增加去飽和濾波器時(shí)間常數(shù)，從而增加額外的消 隱時(shí)間而消除。
圖8. IGBT短路關(guān)斷
圖8顯示了IGBT上的集電極-發(fā)射極電壓。由于去飽和保護(hù)期 間，關(guān)斷的阻抗較大，因此初始受控過沖約為320 VDC總線電壓 以上80 V。電流在下游反并聯(lián)二極管中流動(dòng)，而電路寄生實(shí)際上 使得電壓過沖略高，最高約為420 V。
圖9. 開啟時(shí)的米勒箝位 通道1：柵極-發(fā)射極電壓5 V/div；通道2：來自控 制器的PWM信號(hào)5 V/div；通道3：集電極-發(fā)射極電壓100 V/div；200 ns/div
圖9顯示了正常工作時(shí)，米勒箝位防止逆變器直通的價(jià)值。
小結(jié)
隨著IGBT的短路耐受時(shí)間下降至1 μs的水平，在極短的時(shí)間內(nèi)檢 測(cè)并關(guān)斷過流和短路正變得越來越重要。工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)的可靠 性與IGBT保護(hù)電路有很大的關(guān)系。本文羅列了一些處理這個(gè)問 題的方法，并提供了實(shí)驗(yàn)結(jié)果，強(qiáng)調(diào)了穩(wěn)定隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器 IC （比如ADI公司的ADuM4135）的價(jià)值。
