【導讀】本DCM升壓轉換器設計先將使用基于所研究轉換器之輸出電流表達式的簡化方法。然后將深入研究應用方案，驗證測量精度，并與理論推導進行比較，最終驗證了本方案的實用性。
固定頻率升壓轉換器非常適合于以恒流模式驅動LED串。這種轉換器采用不連續導電模式(DCM)工作，能夠有效地用于快速調光操作，提供比采用連續導電模式(CCM)工作的競爭器件更優異的瞬態響應。當LED導通時，DCM工作能夠提供快速的瞬態性能，為輸出電容重新充電，因而將LED的模擬調光降至最低。為了恰當地穩定DCM升壓轉換器，存在著小信號模型。然而，驅動LED的升壓轉換器的交流分析，跟使用標準電阻型負載的升壓轉換器的交流分析不同。由于串聯二極管要求直流和交流負載條件，在推導最終的傳遞函數時必須非常審慎。
第1部分：驅動LED串的DCM升壓轉換器的理論
1 驅動LED串以發光的升壓轉換器
圖1顯示了驅動LED串的恒定頻率峰值電流工作模式升壓轉換器的簡化電路圖。輸出電流被感測電阻Rsense持續監測。相應的輸出電壓施加在控制電路上，持續調節電源開關的導通時間，以提供恒定的LED電流Iout.這就是受控的輸出變量。
圖1：LED串以發光的升壓轉換器
發光時， LED串會在LED連接的兩端產生電壓。這電壓取決于跟各個LED技術相關的閾值電壓VT0及其動態阻抗rd.因此，LED串兩端的總壓降就是各LED閾值電壓之和VZ，而而動態阻抗rLEDs表示的是LED串聯動態阻抗之和。圖2顯示的是采用的等效電路。您可以自己來對LED串壓降及其總動態阻抗進行特征描述。為了測量起見，將LED串電流偏置至其額定電流IF1.一旦LED達到熱穩定，就測量LED串兩端的總壓降Vf1.將電流改變為稍低值IF2并測量新的壓降VF2.根據這些值，您可計算出總動態阻抗，即：
“齊納”電壓約等于LED串電壓VF1減去rLEDs與測量點電流之積：
圖2：LED采用串聯連接
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需對它們的閾值電壓進行累加；而總動態阻抗是串聯連接的各個LED動態阻抗之和?；仡^再看圖1，LED串與感測電阻Rsense串聯。總交流(ac)阻抗因此就是兩者之和：
需對它們的閾值電壓進行累加；而總動態阻抗是串聯連接的各個LED動態阻抗之和?；仡^再看圖1，LED串與感測電阻Rsense串聯。總交流(ac)阻抗因此就是兩者之和：
圖3是大幅簡化的等效直流(dc)電路圖。直流輸出電壓Vout等于輸出電流Iout與電阻Rac之積再加齊納電壓，在交流條件下，由于齊納電壓恒定，故上述等式可簡化為：
圖3：直流簡化電路圖
2 簡化模型
電流源實際上指的是從輸入電源獲得并無損耗地傳輸到輸出的電流。電流源可以被控制電壓Vc向上或向下調節，而Vc逐周期設定電感峰值電流。控制器通過升壓轉換器開關電流感測電阻Ri來觀測電感峰值電流，并以此工作。當Ri兩端電壓與控制電壓匹配時，電源開關就被指示關閉。如果我們現在來考慮交流電路圖，就要考慮電容及其寄生元件，如圖4所示。
圖4：交流模型使用跟電容模型相關的總阻抗Rac
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在存在補償斜坡的情況下，控制電壓不再是固定的直流電壓，而是斜率會影響最終峰值電流設定點的斜坡電壓。圖5顯示了最終波形。到達峰值電流值的時間比不存在斜坡的情況下更快，就好像我們會人為增加電流控制感測電阻Ri一樣。它有降低電流控制環路增益及降低連續導電模式(CCM)下兩個極點的作用。當轉換器過渡到DCM時，仍然存在斜坡，必須予以顧及。
在存在補償斜坡的情況下，控制電壓不再是固定的直流電壓，而是斜率會影響最終峰值電流設定點的斜坡電壓。圖5顯示了最終波形。到達峰值電流值的時間比不存在斜坡的情況下更快，就好像我們會人為增加電流控制感測電阻Ri一樣。它有降低電流控制環路增益及降低連續導電模式(CCM)下兩個極點的作用。當轉換器過渡到DCM時，仍然存在斜坡，必須予以顧及。
圖5：由于補償斜坡的緣故，峰值電流并不等于控制電壓除以Rsense
3 完整交流模型
既然我們已經推導出所有系數，我們就可以更新原先圖4中中所示的模型。更新的電路圖如圖6示。R1對應于等式(20)中的系數，并可推導出與輸出電壓調制直接成正比的電流。
圖6：交流模型圖
4 應用脈寬調制(PWM)進行調光控制
我們將使用下面的值來檢驗我們的計算。這是一款DCM升壓轉換器，為22V壓降的LED串提供恒定功率
圖7：平均模型幫助驗證工作偏置點及交流響應
圖8：波特圖確認了直流增益及極點位置
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第2部分：LED調光控制系統的實際應用方案與驗證
1 LED調光控制系統電路圖
高亮度白光LED的模擬調光會產生色偏。PWM數字調光控制是預防色偏的首選調光方法，因為發光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。
圖12代表的是汽車應用LED調光控制系統，其在關閉模式下靜態電流消耗低于10 A.它采用安森美半導體的NCV887300 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相應的電路板如圖13所示。
圖12：用了NCV887300的LED PWM調光控制電路
圖13：NCV887300 LED演示電路板
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2 LED交流動態阻抗特性鑒定
2 LED交流動態阻抗特性鑒定
根據制造商數據表中在特定工作條件下測得的特征曲線，可以近似得出LED動態阻抗。系統具體熱工作條件可能大不相同。第1部分的文章中介紹了系統LED動態阻抗的系統級方法，這方法對器件進行了系統級熱條件下的特性鑒定。就第2部分的文章而言，我們使用頻率響應分析儀，在100% PWM占空比的熱穩定工作條件下，測量電路內的電流感測電阻、PWM FET阻抗及累積串聯動態阻抗見下圖14。
圖14：電流感測反饋網絡的電路內小信號響應
3 系統性能測試
圖12中所示的LED調光電路的1000：1 200 Hz PWM調光工作波形如圖15所示。VC波形上有少許補償電容電壓放電，這是Q9雙向開關響應時間與透過D19的PWM鉗位激活之間的競爭條件產生的結果。電阻R29被引入，與鉗位二極管D19串聯連接，以限制補償網絡電荷耗盡。VFB波形維持想要的數字波形及幅值(無模擬調光)。
PWM信號指令轉為低態后出現額外短路持續時間GDRV波形(第6個脈沖)，這是NCV887300內部邏輯傳播延遲響應時間的結果。此額外脈沖的能量有利于幫助維持輸出升壓電容中的電荷，因為它補償了深度PWM調光工作模式期間的某些寄生漏電流能量損耗。
圖15：1000：1 200 Hz深度調光工作
第三部分：結論
本方案分兩部分進行，第1部分介紹的驅動LED串的DCM升壓轉換器的理論小信號響應等式；在第2部分中有效地應用于分析LED PWM調光電路。方案中探討了200 Hz 1000：1深度調光能力的實際層面問題。最后運用仿真和測量結果，與忽略相位誤差的情況進行比較得到1000：1 200 Hz PWM工作波形顯示出了極佳的工作性能。從而也證實了本方案的實用性。
