【導讀】對于數(shù)字波束成形相控陣，要生成本地振蕩器（LO） ，通常會考慮的實現(xiàn)方法是向分布于天線陣列中的一系列鎖相環(huán)分配常用基準頻率。對于這些分布式鎖相環(huán)，目前文獻中還沒有充分記錄用于評估組合相位噪聲性能的方法。
在分布式系統(tǒng)中，共同噪聲源是相關的，而分布式噪聲源如果不相關，在 RF 信號組合時就會降低。對于系統(tǒng)中的大部分組件，這都可以非常直觀地加以評估。對于鎖相環(huán)，環(huán)路中的每個組件都有與之相關聯(lián)的噪聲傳遞函數(shù)，它們的貢獻是控制環(huán)路以及任何頻率轉換的函數(shù)。這會在嘗試評估組合相位噪聲輸出時增加復雜性。本文基于已知的鎖相環(huán)建模方法，以及對相關和不相關貢獻因素的評估，提出了跟蹤不同頻率偏移下的分布式PLL貢獻的方法。
對于任何無線電系統(tǒng)，都需要為接收器和激勵器精心設計 LO生成的實現(xiàn)方法。隨著數(shù)字波束成形在相控陣天線系統(tǒng)中不斷普及，需要在大量分布式接收器和激勵器中分配 LO 信號和基準頻率，這讓設計變得更加復雜。
在系統(tǒng)架構層面需要權衡的因素包括，分配所需的LO頻率或分配較低的頻率基準，以及在靠近使用點的物理位置產(chǎn)生所需的LO。通過鎖相環(huán)從本地產(chǎn)生 LO 是一種高度集成的現(xiàn)成選項。下一個挑戰(zhàn)是評估來自各種分布式組件以及集中式組件的系統(tǒng)級相位噪聲。
采用分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)如圖1所示。常用基準頻率被分配至多個鎖相環(huán)，各產(chǎn)生一個輸出頻率。圖1a中的LO輸出被假設為圖1b的混頻器的LO輸入。
圖1. 分布式鎖相環(huán)系統(tǒng)。每個振蕩器都被鎖相到一個共同的參考振蕩器上。從1到N的LO信號都應用到相控陣中所示的混頻器的LO端口上。
系統(tǒng)設計人員面臨的一個挑戰(zhàn)是跟蹤分布式系統(tǒng)的噪聲貢獻、了解相關和不相關的噪聲源，并估計整體的系統(tǒng)噪聲。在鎖相環(huán)中，這個挑戰(zhàn)變得更加嚴峻，因為噪聲傳遞函數(shù)都是鎖相環(huán)中的頻率轉換和環(huán)路帶寬設置的函數(shù)。
動機：組合鎖相環(huán)測量示例
圖2所示為針對組合鎖相環(huán)的測量示例。這些數(shù)據(jù)是通過組合來自多個 ADRV9009 收發(fā)器的發(fā)射輸出獲得的。圖中所示為單個 IC、兩個組合 IC 和 四個組合 IC 的情況。對于這個數(shù)據(jù)集，在 IC 組合之后，可以看到明顯的 10logN 改進。為了達到這個結果，需要采用一個低噪聲晶體振蕩器參考源。下一節(jié)建模的動機是推導出一種方法，以計算在具有許多分布式收發(fā)器的大型陣列中，更廣泛地說是在具有分布式鎖相環(huán)的任何架構中，這種測量結果會如何變化。
圖2. 兩個組合鎖相環(huán)的相位噪聲測量。
鎖相環(huán)模型
鎖相環(huán)中的噪聲建模已有充分的文檔記錄。1-5 圖 3 所示為輸出相位噪聲圖。在這種類型的圖中，設計師可以快速評估環(huán)路中每個組件的噪聲貢獻，而這些貢獻因素累計起來即可決定整體的噪聲性能。模型參數(shù)設置為代表 圖2 所示的數(shù)據(jù)，源振蕩器用于估算將大量 IC 組合在一起時的相位噪聲。
圖3. 典型的鎖相環(huán)相位噪聲分析，顯示所有組件的噪聲貢獻。總噪聲是所有貢獻因素的總和。
要檢驗分布式鎖相環(huán)的效果，首先要從PLL模型導出參考貢獻和其余PLL組件的貢獻。
將已知的PLL模型擴展為分布式PLL模型
本節(jié)介紹為具有多個分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)計算組合相位噪聲的過程。這種方法的前提是能夠將參考振蕩器的噪聲貢獻與VCO和環(huán)路組件的噪聲貢獻分離開來。圖4所示為一個假設的分布式示例，一個參考振蕩器對應多個PLL。這個計算假設了一個無噪聲分布，這不切實際，但可以用來說明原理。假設分布式PLL的噪聲貢獻是不相關的，并減少10logN，其中N表示分布式PLL的數(shù)量。隨著通道增加，噪聲在較大偏移頻率下得到改善，對于大型分布系統(tǒng)，噪聲變得幾乎完全由參考振蕩器主導。
圖4. 開始采用分布式鎖相環(huán)相位噪聲建模方法：從鎖相環(huán)模型中提取參考振蕩器和鎖相環(huán)中除參考振蕩器外的所有其他組件的相位噪聲貢獻。作為分布式鎖相環(huán)數(shù)量的函數(shù)，組合相位噪聲假設參考噪聲是相關的，而分布在多個PLL之間的噪聲貢獻是不相關的。
圖4所示的示例簡化了對參考振蕩器分布的假設。在真正的系統(tǒng)分析中，系統(tǒng)設計人員還應該考慮參考振蕩器分布中的噪聲貢獻，它們會降低總體結果。但是，像這樣的簡化分析是非常有用的，能夠讓人了解架構方面的權衡會如何影響系統(tǒng)的總體相位噪聲性能。接下來我們來看看分布系統(tǒng)中相位噪聲的影響。
參考分布中的相位噪聲說明
本節(jié)評估兩個分布選項示例。考慮的第一種情況如圖5所示。在這個示例中，選擇了一個常用于快速調(diào)諧VCO頻率的寬帶PLL。參考信號的分布是通過時鐘PLL IC實現(xiàn)的，這種IC也常用于簡化數(shù)字數(shù)據(jù)鏈路（如JESD接口）的時序限制。左下角顯示了各個貢獻因素。這些貢獻因素位于器件的頻率，并未調(diào)整到輸出頻率。右下角的相位噪聲圖顯示了不同數(shù)量的分布式PLL的系統(tǒng)級相位噪聲。
圖5. 分布中具有PLL IC的分布式寬帶PLL。
該模型的有些特性值得注意。假設采用一個高性能晶體振蕩器，標稱頻率為100 MHz，中央振蕩器的單個貢獻因素反映在可用的較高端晶體振蕩器上，雖然不一定是最好、最昂貴的可用選擇。雖然中央振蕩器輸出實際上會扇出到有限數(shù)量的分布式PLL，但這些PLL會再次按某個實際限值扇出并重復，以實現(xiàn)系統(tǒng)中的完整分布。對于本例中的分布貢獻，假設有16個分布組件，然后假設它們會再次扇出。左下角所示的分布電路的單個貢獻是不含參考振蕩器貢獻的PLL組件的噪聲。本例中的分布假設與源振蕩器同頻率，并根據(jù)該函數(shù)可用的典型IC來選擇噪聲貢獻因素。
寬帶PLL假設采用S波段標稱頻率，設置采用1 MHz環(huán)路帶寬（盡量與實際環(huán)路的帶寬一般寬），以進行快速調(diào)諧。
值得注意的是，選擇這些模型是為了代表可能的實際情況，且說明了陣列中的累積效應。任何詳細的設計或許都能夠改善特定的PLL噪聲曲線，這在預料之中，且這種分析方法旨在幫助從工程角度去決定應將設計資源分配在哪些位置以獲得最佳總體效果，而不是為了做出相對于可用組件的確切論斷。
圖5右下角的圖計算了LO分布的總組合相位噪聲。其中應用了各個貢獻因素的PLL噪聲傳遞函數(shù)，它們都被調(diào)整至輸出頻率，也包含PLL環(huán)路帶寬的影響。系統(tǒng)數(shù)量也包括在內(nèi)，并且假設它們是不相關的，因此，這個貢獻減少了10logN。假設分布數(shù)量為16，如前所述，分布貢獻會減少10log16。在實踐中，隨著分布不斷重復，這種貢獻會進一步減少。但是，額外的噪聲貢獻不那么顯著。對于大型陣列中的扇出分布，噪聲將由第一組有源器件主導。在16組扇出的情況下，如果每個有源器件都是16個其他有源器件的輸入，那么在所有器件互不相關的情況下，16個器件的額外分布層只會降低~0.25 dB。如果繼續(xù)這種分布，總體貢獻將更小。因此，為了簡化分析，不會考慮這種影響，且分布的噪聲貢獻通過計算前16個并行分布組件得出。
所得的曲線說明了幾種效果。與單個PLL模型相似，近載波噪聲由基準頻率主導，遠載波噪聲由VCO主導，且在將不相關的VCO組合起來時，遠載波噪聲得到改善。這一點相當直觀。不太直觀的是，模型的值在由分布中的選擇主導的偏移頻率中占較大比重。這一結果導致考慮具有更低噪聲分布和更窄PLL環(huán)路帶寬的第二個示例。
圖6顯示了一種不同的方法。采用相同的低噪聲晶體振蕩器作為參考。但通過RF放大器來分配，而不是通過PLL重定時和重新同步。選擇固定頻率的分布式PLL。這會產(chǎn)生兩種效果：采用單個頻率且調(diào)諧范圍較窄時，VCO本質(zhì)上可以更好，且環(huán)路帶寬可以變得更窄。左下角的圖顯示了各個貢獻因素。中央振蕩器與前一個例子相同。請注意分布放大器：考慮低相位噪聲放大器時，它們的性能不是特別高，但比起使用PLL LC（如之前的示例）要好得多。VCO更好、環(huán)路帶寬更窄時，分布式PLL在更高偏移頻率下會得到改善，但在~1 kHz的中間頻率下時，實際上要比寬帶PLL示例差。右下角顯示組合結果：參考振蕩器主導低頻，而高于環(huán)路帶寬時，性能會由分布式PLL主導，且隨著分布式PLL的陣列尺寸和數(shù)量增加而提高。
圖6. 分布式窄帶PLL，分布中具備放大器。
圖7顯示這兩個示例之間的比較。注意~2 kHz到5 kHz偏移頻率范圍內(nèi)的大范圍差異。
圖7. 圖5和圖6之間的比較，顯示了基于所選的分布和架構的廣泛系統(tǒng)級性能范圍。
分布式PLL陣列級考慮因素
基于對總體系統(tǒng)相位噪聲性能的加權貢獻的理解，可以得出幾個與相控陣或多通道RF系統(tǒng)架構相關的結論。
PLL帶寬
針對相位噪聲優(yōu)化的傳統(tǒng)鎖相環(huán)設計將環(huán)路帶寬設置為偏移頻率，以最小化總體相位噪聲曲線。此時的頻率一般是參考振蕩器相位噪聲按輸出頻率標準化后與VCO相位噪聲相交的頻率。對于具有多個鎖相環(huán)的分布式系統(tǒng)，這可能不是最佳環(huán)路帶寬。分布式組件的數(shù)量也需要考慮。
要在采用分布式鎖相環(huán)實現(xiàn)的系統(tǒng)中獲得最佳LO噪聲，需要采用一個較窄的環(huán)路帶寬來最小化參考振蕩器的相關噪聲貢獻。
對于需要快速調(diào)優(yōu)PLL的系統(tǒng)，通常會擴大環(huán)路帶寬來優(yōu)化速度。遺憾的是，這種優(yōu)化分布式相位噪聲貢獻的思路本身就是背道而馳的。克服這一問題的選擇之一是在寬帶環(huán)路之前設置分布式窄帶清理環(huán)路，以降低參考噪聲和分布噪聲相關位置的偏移頻率。
大型陣列
對于使用數(shù)千個通道的系統(tǒng)，如果分布式組件的貢獻之間保持互不相關，則系統(tǒng)能夠獲得大幅改進。主要考慮的問題可能圍繞參考振蕩器的選擇展開，以及面向分布式接收器和激勵器維持低噪聲分布系統(tǒng)。
直接采樣系統(tǒng)
隨著速度和RF輸入帶寬持續(xù)提升的GSPS轉換器的不斷普及，直接采樣系統(tǒng)正逐漸在微波頻率實現(xiàn)。這導致出現(xiàn)一種有趣的取舍現(xiàn)象。數(shù)據(jù)轉換器只需要一個時鐘頻率，RF調(diào)諧完全在數(shù)字域中完成。通過限制調(diào)諧范圍，可以構建具備相位噪聲性能更高的VCO。這也使得創(chuàng)建數(shù)據(jù)轉換器時鐘的PLL的環(huán)路帶寬降低。更低的環(huán)路帶寬會將參考振蕩器的噪聲傳遞函數(shù)降至更低的偏移頻率，從而減少它在系統(tǒng)中的貢獻。這一點，再加上改進過的VCO，在某些情況下可能給分布式系統(tǒng)帶來好處，即使單通道比較結果似乎更青睞替代架構。
組件選項
根據(jù)系統(tǒng)架構中所需的選擇，設計人員擁有大量可用的組件選項。2018年度RF、微波和毫米波產(chǎn)品選型指南更新版現(xiàn)已發(fā)布，需要的親可點擊“閱讀原文”免費獲取。
集成 VCO/PLL 選項包括 ADF4371/ADF4372。它們提供的輸出頻率分別高達32 GHz和16 GHz，采用–234 dBc/Hz的先進PLL相位噪聲FOM。 ADF5610 提供高達15 GHz的輸出。 ADF5355/ADF5356 的輸出可達13.6 GHz，ADF4356的輸出可達6.8 GHz。
對于單獨的PLL和VCO配置， ADF41513 的工作頻率可達26 GHz，且配有一個先進的鎖相環(huán)相位噪聲FOM，其相位噪聲FOM為-234dBc/Hz。有時，在選擇PLL IC時要考慮的一個問題是在盡可能高的頻率上操作鑒相器，從倍增20logN到輸出頻率，最小化環(huán)路中的噪聲。 HMC440, HMC4069, HMC698 和 HMC699 采用的PFD的工作頻率高達1.3 GHz。對于VCO，2018年選型指南列出了幾十個VCO選項，范圍從2 GHz到26 GHz不等。
對于直接采樣選項，ADC 和 DAC 均已發(fā)布。產(chǎn)品支持在L頻段和S頻段直接采樣。ADC具有更高的輸入頻率帶寬，支持C頻段直接采樣。 AD9208 是一個雙通道3 GSPS ADC，輸入頻率為9 Ghz，支持在上Nyquist區(qū)采樣。AD9213是一個單通道10 GSPS ADC，支持具有較大瞬時帶寬的接收器。對于DAC, AD917x系列采用雙通道12 GSPS DAC，AD916x系列采用單通道12 GSPS DAC，經(jīng)過優(yōu)化之后可實現(xiàn)更低的殘留相位噪聲和更好的SFDR。兩個系列都支持L頻段和S頻段波形生成。
PS.本節(jié)僅提供入門指南。
結語
本文介紹了為采用分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)評估相位噪聲的方法。該方法的前提是：每個組件都可以通過其各自的噪聲、組件與系統(tǒng)輸出之間的噪聲傳遞函數(shù)、使用的數(shù)量以及器件之間的任何相關性來進行跟蹤。所示的示例并不意在對可用的組件或架構功能進行論斷。它們旨在說明一種方法，以幫助設計人員在數(shù)字波束成形相控陣中，對LO中的陣列級相位噪聲貢獻因素以及為分布式波形發(fā)生器和接收器提供服務的時鐘分布網(wǎng)絡進行有根據(jù)的評估。
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