【導讀】針對目前雜散電感提取方法存在的問題，本文提出了一種適用于SiC MOSFET換流回路雜散電感的提取方法，并基于SiC功率器件的開關瞬態特性測試平臺對本文所提雜散電感提取方法的可行性進行了驗證。與現有的間接測量方法不同，該方法是基于SiC MOSFET開關瞬態振蕩頻率求解換流回路雜散電感。
摘要
新能源電力系統國家重點實驗室（華北電力大學）的研究人員謝宗奎、柯俊吉等，在2018年第21期《電工技術學報》上撰文指出，在基于碳化硅（SiC）MOSFET器件的高壓高頻變換器中，快速的開關瞬態電流變化率di/dt會作用于換流回路雜散電感上，導致SiC MOSFET器件承受較大的電氣應力，增加系統電磁干擾。因此，換流回路雜散電感的準確提取對于分析器件的開關特性非常關鍵。
所以，該文提出了基于開關振蕩頻率的換流回路雜散電感提取方法，該方法具有不受雜散電阻、測量延時和平臺尺寸的限制等優點。最后將該方法與現有的不同雜散電感提取方法進行了對比，驗證了其有效性。
由于SiC功率器件具有電流密度高、開關速度快、導通電阻小、阻斷電壓高等優勢[1,2]，已被逐漸應用在光伏逆變器[3]、風力發電、電動汽車[4]等領域。與硅IGBT相比，SiC MOSFET的開關速度更快，導致其對雜散電感更加敏感，在開關過程中容易帶來嚴重的問題，如開關振蕩[5]、電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）[6]和額外的功率損耗以及電氣應力[7,8]。
為了預估器件在開關過程中所受電氣應力，并為實際應用提供測試參考，需要對SiC MOSFET換流回路雜散電感進行準確提取。
目前，雜散電感的提取方法主要可以分為4類：解析法、數值計算法、直接測量法和間接測量法。
解析法主要是通過電感計算的理論公式，同時根據待測物體的相關參數對待測物體的雜散電感進行估算。這種方法一般只適用于極少數特定的規則導體或直流母排，而對于多段結構各異導體和器件組成的換流回路，其雜散電感通常很難進行計算[9]。
數值計算法主要依賴于有限元分析或部分元等效電路方法來解麥克斯韋方程（如ANSYS Q3D Extractor）。此方法根據被測物體的幾何尺寸和材料信息來分析計算電感和電容[10-12]。
然而，當被測物體的物理結構變得復雜時，該方法不但計算時間長，而且收斂性差。此外，若仿真過程中設置的電流路徑與實際的電流路徑不同，就會導致仿真結果與實際值存在偏差。
直接測量法又可以分為時域反射測量和頻域阻抗測量兩種方法。時域反射法基于傳輸線理論，并從延遲時間的反射信號中提取寄生電感[13]，但復雜的實驗設置、特殊硬件以及多步迭代過程限制了其應用范圍。
阻抗測量方法使用阻抗分析儀對待測對象的兩個端子之間的阻抗進行測量[14-16]，但這種方法目前僅限于待測對象兩個端子之間的單端口測量。當其他端子保持懸空狀態時，懸空端子和大地之間的感應電容會對阻抗測量造成影響，引入測量誤差。此外，這種測量方法所需的測量設備較為昂貴，并且對待測對象的尺寸有所限制。
現有的間接測量法主要是根據電感的伏安特性關系進行求解，利用開通或關斷漏源極電壓波形和對應時間段的漏極電流波形來提取雜散電感。
根據對測量所獲取的電壓和電流波形進行數學處理的方法不同，又可將現有的間接測量法分為微分法[8,17]和積分法[18-20]。其中，微分法對電流波形要求較高，而實驗波形通常存在高頻紋波，導致不能準確獲取電流變化率。
盡管積分法克服了微分法對電流波形形狀十分敏感的缺點，但由于回路雜散電阻的存在，積分法積分區間選取的不同也會對雜散電感的提取結果產生影響。此外，這兩種方法都需要對電壓和電流進行測量。
一般情況下，電流探頭都比較昂貴，而且測量帶寬遠低于電壓探頭。并且這種基于電壓和電流波形的方法理論上要求電壓和電流波形之間沒有延時。因此這兩種間接測量方法可能適用于硅IGBT器件測試平臺雜散電感的提取。
但對于開關速度較快的SiC MOSFET器件而言，其開通和關斷的時間都只有幾十納秒，電壓和電流波形之間即使存在幾納秒的延時都會帶來很大的影響，而且現有高帶寬的電流探頭通常尺寸較大，成本較高。
針對目前雜散電感提取方法存在的問題，本文提出了一種適用于SiC MOSFET換流回路雜散電感的提取方法，并基于SiC功率器件的開關瞬態特性測試平臺對本文所提雜散電感提取方法的可行性進行了驗證。與現有的間接測量方法不同，該方法是基于SiC MOSFET開關瞬態振蕩頻率求解換流回路雜散電感。
通過對SiC MOSFET開關過程的振蕩階段進行建模分析，推導出開關振蕩頻率與回路雜散電感和雜散電容之間的關系。采用外部插入分立電容來人為地改變開關振蕩頻率，從而構造出包含電感和電容參量的數學方程組，通過消元法求解方程組，計算出換流回路的雜散電感。
圖1：測試系統框圖
