【導讀】近年來，諧振變換器的熱度越來越高，被廣泛用于計算機服務器、電信設備、燈具和消費電子等各種應用場景。諧振變換器可以很容易地實現高能效，其固有的較寬的軟開關范圍很容易實現高頻開關，這是一個關鍵的吸引人的特性。本文著重介紹一個以半橋LCC諧振變換數字控制和同步整流為特性的300W電源。
近年來，諧振變換器的熱度越來越高，被廣泛用于計算機服務器、電信設備、燈具和消費電子等各種應用場景。諧振變換器可以很容易地實現高能效，其固有的較寬的軟開關范圍很容易實現高頻開關，這是一個關鍵的吸引人的特性。本文著重介紹一個以半橋LCC諧振變換數字控制和同步整流為特性的300W電源。
圖1所示的STEVAL-LLL009V1是一個數控300W電源。原邊組件包括PFC級和DC-DC功率級(半橋LCC諧振變換器)，副邊組件包括同步整流電路和STM32F334微控制器，其中STM32F334微控制器對DC-DC功率級(半橋LCC諧振變換器)和輸出同步整流進行數字控制，而功率因數校正(PFC)級基于L6562ATD臨界模式PFC控制器。
評估套件的工作模式可以按照需要設為恒定電壓（CV）模式或恒定電流（CC）。 板載快速保護電路提供所有的必備的保護功能，并且具有很高的可靠性。在270-480V交流輸入和整個負載范圍內，對評估套件進行了性能測評，試驗結果證明，電能質量參數在IEC 61000-3-2通用交流電源諧波標準的可接受范圍內。
前言
本文提出的解決方案采用數字變換控制方法，而不是基于模擬IC的標準設計。數控方法的主要優點是設置靈活，可以在任何給定條件下即時調整參數和工作點，無需更改任何硬件，而模擬控制只能在特定范圍內調整。數字控制方法只用一顆芯片就能實現調光方法(模擬或數字)、調光控制(0-10V，無線通信)、調光分辨率、溫度監控、各種保護、通信連接等高級功能，因而系統成本更劃算，實現起來也比模擬方法更容易。此外，在噪聲較高的工況下，數控方法可保證電源具有更高的穩定性：數控電源不易受元器件公差、溫度變化、電壓漂移等因素的影響。
圖 1: STEVAL-LLL009V1 評估套件
系統概述
STEVAL-LLL009V1評估套件有恒定電壓（CV）和恒定電流（CC）兩種模式，恒壓模式（CV）可將270V-480V交流電輸入轉為48 V恒定電壓、最大電流6.25 A的直流電輸出；恒流模式(CC)可以輸出36V-48V的6.25 A直流電流。通過撥動主電源板上的開關SW1，可以將評估套件設為CV模式或CC模式。DC-DC功率級叫做原邊電源層，而微控制器級叫做副邊電源層，微控制器向電隔離半橋柵極驅動器STGAP2DM發送控制信號，驅動DC-DC功率級MOSFET開關管。
圖2是STEVAL-LLL009V1評估套件的框圖，該評估套件嵌入了原副邊需要的拓撲電路和元器件。
評估板提供一個0-10V的輸入，用于控制LED的亮度。僅當評估套件在恒流(CC)模式下運行時，調光控制0-10V輸入才適用。STEVAL-LLL009V1評估套件實現了模擬調光方法，電流分辨率為1％。
評估板上還插接了一個有隔離放大器的子板，用于檢測PFC的輸出電壓，該輸出電壓也是DC-DC功率級的輸入電壓。PFC級基于MDmesh
TM K5功率MOSFET；為實現高能效，LCC變換器的半橋采用MDmesh TM DK5功率MOSFET。副邊同步整流（SR）電路采用STripFETTM F7功率MOSFET，以減少通態損耗。
評估套件配備了完善的安全保護功能，例如，開路保護、短路保護、諧振電流保護、DC-DC功率級輸入欠壓保護和過壓保護。
基于VIPer267KDTR的離線反激變換器向原副邊電路供電，包括控制板、柵極驅動器IC和信號調理電路。
實驗結果表明，在寬輸入電壓和寬負載條件下，評估板取得了較高的電源能效，功率因數接近一，較低的THD％失真率，這歸功于意法半導體的功率器件的出色性能，以及使用STM32F334 32位微控制器實現的控制策略。
圖 2：STEVAL-LLL009V1 評估套件框圖
諧振變換器
DC-DC功率級將PFC輸出電壓變為所需的輸出電壓。 DC-DC功率變換級有多種拓撲可用，例如，LLC諧振變換器。每種拓撲都有其各自的優缺點。充電器和LED照明之類的應用可能要求電隔離的DC-DC功率級處理較寬的輸入或輸出電壓。 考慮到這些要求，在STEVAL-LLL009V1的DC-DC功率級中實現了半橋LCC諧振拓撲，如圖3所示。
圖 3：具有同步整流功能的半橋 LCC 諧振變換級
在STEVAL-LLL009V1中，并聯電容器Cp連接到變壓器的副邊，因此，同步整流的寄生電容和變壓器的漏感成為諧振回路的一部分。
PFC輸出電壓為大容量的Bulk電容器充電，以生成穩定的DCBUS電流。半橋配置MOSFET開關在GND和DC-BUS之間產生一個方波電壓波形， 并施加到由電容器Cr、電容器Cp（位
于副邊）、電感器Lr和隔離變壓器組成的LCC諧振回路。
以50％的PWM占空比和適當的死區時間驅動LCC諧振變換器的半橋高壓MOSFET 開關。因為近似正弦諧振的儲能電流始終滯后于電壓波形（電感區域），所以MOSFET輸出電容在
下一次導通之前的死區時間內有時間放電，并實現零電壓開關（ZVS）操作，如圖4所示。PWM開關頻率控制器用于調節諧振回路的電壓升高幅度，并將變換器的電壓保持在電感區域內，使開關管在整個工作范圍內保持ZVS操作，并減少開關損耗。
圖 4：在 100%負載時 HB-LCC 級波形
表 1：LCC 與 LLC 諧振變換器對比
我們用基本諧波分析(FHA)法分析了評估套件半橋LCC諧振變換器的增益。
根據使用FHA方法得出的增益計算公式以及為STEVALLLL009V1評估套件半橋LCC諧振轉換器選擇的LCC參數，我們得出增益與歸一化頻率的關系曲線，如圖5所示。
圖 5：HB LCC 變換器-增益與歸一化頻率
同步整流(SR)
在圖3所示的變壓器副邊，輸入電壓波形由全橋配置的同步整流器整流，并由輸出電容器濾除干擾信號，使波形平滑。 同步整流級由STM32F334微控制器進行數字控制。
驅動同步整流MOSFET開關管需要檢測同步整流(SR)端點電壓(VDS_SR1 和 VDS_SR2)。下面討論MOSFET VDS（漏源電壓）的檢測和控制算法。
漏源電壓檢測網絡由快速二極管和上拉電阻組成，上拉電阻連接微控制器（MCU）的電源電壓，如圖6所示。當SRMOSFET漏極電壓高于MCU Vcc時，給二極管施加反向偏壓，檢測電壓上拉至Vcc。 當漏極電壓低于Vcc時，給二極管施加正向偏壓，檢測電壓等于該電壓與正向導通的二極管的壓降之和。上拉電阻限制加正偏壓期間的電流。
圖 6：同步整流 VDS檢測方法
首先，同步整流MOSFET的體二極管開始導通，VDS檢測電路測量到VDS漏源電壓值，如果漏源電壓(VDS)低于設定閾值(通過MCU DAC外設設置的Vthreshold_ON – OFF)，比較器輸出(下降沿)觸發MCU TIMER外設的不可重復觸發單脈沖模式，如圖7所示。MCU TIMER外設向相應的同步整流柵極驅動器發送最小持續時間是TON min的脈沖信號。
當漏源電壓(VDS)高于設定閾值(通過MCU DAC外設設置的Vthreshold_ON – OFF)時，比較器輸出（上升沿）重置MCU TIMER外設，并停止向相應的同步整流柵極驅動器發送脈沖，如圖所示。 圖7。
MCU持續監視DC-DC功率級（HB-LCC）頻率和輸出電流。如果頻率高于設置閾值及滯后值或者輸出電流低于設置閾值及滯后值，則微控制器(MCU)關閉同步整流級柵極驅動器，在此階段，MOSFET的體二極管進行整流。當頻率低于設置閾值及滯后值或者輸出電流高于設置閾值及滯后值時，則微控制器(MCU)開啟同步整流級柵極驅動器。
根據DC-DC功率級（HB-LCC）的工作頻率，可在MCU中的查找表中調整閾值(Vthreshold_ON – OFF)。
圖 7：同步整流數字控制算法
實驗結果
我們計算了STEVAL-LLL009V1在不同負載下的總能效、功率因數(PF)和總諧波失真(THD)。當負載為100％時，能效高于93.5％。圖8、9、10和11分別描述了評估套件恒壓(CV)和恒
流(CC)模式的性能。
圖 8：恒壓配置：在不同負載下輸入電壓與能效的關系
圖 9：恒壓配置：在不同負載下輸入電壓與功率因數的關系
圖 10：恒壓配置：在不同負載下輸入電壓與總諧波失真的關系
圖 11：恒流配置：在不同 LED 壓降下輸入電壓與能效的關系
結論
本文提出的數控電源在恒壓（CV）和恒流（CC）兩種模式下都能提供300W的輸出功率。實驗結果表明，在寬輸入電壓和寬負載條件下，評估板取得了較高的電源能效，功率因數接近一， THD％失真率較低，這歸功于意法半導體的功率器件的出色性能，以及使用STM32F334 32位微控制器實現的控制策略。
（來源：意法半導體，作者：Akshat JAIN, Fabrizio DI FRANCO）
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