中心議題：
- 開關(guān)電源EMI產(chǎn)生和解決方法
解決方案：
- 網(wǎng)側(cè)高次諧波抑制
- 高次諧波電流的抑制
- 采用共模扼流圈
- 光耦隔離
- 開關(guān)緩沖電路
電路介紹
反激式電源原理圖如圖1所示。
輸入為交流85～200V，經(jīng)功率二極管整流橋變?yōu)橹绷鳎鳛镈C/DC反激變換器的輸入，輸出為三組直流：5V、15V、20V，另外還有一輔助電源5V，用來(lái)給光耦NEC2501供電。控制電路為反饋控制，開關(guān)選用TOPSwitch電源芯片（TOP223）。TOPSwitch為三端離線式PWM電源集成控制器，它將PWM控制器與功率開關(guān)MOSFET合為一體，采用TO－220或8腳DIP封裝，除D、C2腳外，其余6腳連在一起作為S端。
本電路中TOP223采用UDS>700V的MOSFET，fs=100kHz。在這個(gè)Flyback反激式電源中，變壓器原邊繞組33匝，副邊有四組：6匝（對(duì)應(yīng)于輸出Uo2=5V）、11匝（對(duì)應(yīng)于輸出Uo3=15V）、12匝（對(duì)應(yīng)于輸出Uo1=20V）、6匝（對(duì)應(yīng)于輔助電源U=5V）。在副邊，WY1和WY2為穩(wěn)壓器件，WY1輸入在≥8V時(shí)，輸出可穩(wěn)在5V；WY2輸入≥18V時(shí)，輸出可穩(wěn)在15V。
EMI分析
開關(guān)電源工作時(shí)，其內(nèi)部的電壓和電流波形都是在非常短的時(shí)間內(nèi)上升和下降的，所以開關(guān)電源本身就是一個(gè)噪聲發(fā)生源。開關(guān)電源的干擾按噪聲干擾源種類可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種。使電源產(chǎn)生的干擾不至于對(duì)電子系統(tǒng)和電網(wǎng)造成危害的根本辦法就是采用耗能電路來(lái)削弱噪聲發(fā)生源，或者切斷電源噪聲和電子系統(tǒng)、電網(wǎng)之間的耦合途徑。
網(wǎng)側(cè)高次諧波電流
高次諧波電流的危害參照?qǐng)D1，交流輸入電壓Vi經(jīng)功率二極管整流橋變?yōu)檎颐}動(dòng)電壓，被電容C1平滑后成為直流，但電容電流的波形不是正弦波而是脈沖波。如圖2所示。
由圖2中電流波形可知，電流中含有高次諧波。大量電流諧波分量倒流入電網(wǎng)，對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染，一方面，產(chǎn)生“二次效應(yīng)”，即電流經(jīng)過線路阻抗造成諧波電壓降，反過來(lái)使電網(wǎng)電壓（原來(lái)是正弦波）也發(fā)生畸變；另一方面，會(huì)造成電路故障，如線路和配電變壓器過熱，諧波電流會(huì)引起電網(wǎng)LC諧振，或高次諧波電流流過電網(wǎng)的高壓電容，使之過流、過熱而爆炸等。另外，由于電流是脈沖波，使電源輸入功率因數(shù)降低。因此，必須想辦法解決它。
高次諧波電流的抑制
最簡(jiǎn)單的辦法是在整流橋與電容C1之間接入電感線圈L，用其阻止對(duì)電容C1較大的充電電流。L對(duì)交流呈現(xiàn)感抗為ωL，電容充電電流的平均值常與放電直流電流值相等，則峰值電流被限制，導(dǎo)通角變大。如圖3所示。
若線圈電感足夠大，則電流導(dǎo)通角可達(dá)到180°，電流近似正弦波，功率因數(shù)趨于1。但是，在實(shí)際應(yīng)用中，如果電感值太大，那么其體積重量隨之變大，從而影響了電源的小型化，而且整流電壓隨著負(fù)載變化較大，因此，線圈L也不能太大。本電路中共模扼流圈L2可起到電感的作用，其等效電感為L(zhǎng)，則可抑制電容電流的高次諧波。
本電路中采用共模扼流圈L2（如圖1所示）
對(duì)開關(guān)電源二根進(jìn)線而言，存在共模干擾（二根線上受干擾信號(hào)相對(duì)參考點(diǎn)大小、方向相同）和差模干擾（二根線上受干擾信號(hào)相對(duì)參考點(diǎn)大小相等、方向相反）。共模扼流圈如圖4所示。
在差模干擾信號(hào)作用下，干擾源產(chǎn)生的電流i，在磁芯中產(chǎn)生方向相反的磁通，磁芯中等于沒有磁通，線圈電感幾乎為0，因此不能抑制差模干擾信號(hào)。——在共模干擾信號(hào)作用下，兩線圈產(chǎn)生的磁通方向相同，有相互加強(qiáng)的作用，每一線圈電感值為單獨(dú)存在時(shí)的兩倍。因此，這種繞法的電磁線圈對(duì)共模干擾有強(qiáng)的抑制作用。本電路中在電網(wǎng)與整流橋之間插入一共模扼流圈，該扼流圈對(duì)電網(wǎng)頻率的差模網(wǎng)側(cè)電流呈現(xiàn)極低的阻抗，因而對(duì)電網(wǎng)頻率的壓降極低；而對(duì)電源產(chǎn)生的高頻共模噪聲，等效阻抗較高，因而可以得到希望的插入損耗。
扼流圈L2與電容C10、C1組成低通濾波器扼流圈L2的等效電感為L(zhǎng)，以電源端作為輸入，電網(wǎng)方向作為輸出，則電路圖如圖5所示。
其傳遞函數(shù)為
－ 40lgω LC10。
A(ω )， L(ω )隨頻率ω的變化如圖6所示 。
由此可見，以上LC網(wǎng)絡(luò)組成一個(gè)低通濾波器，可濾除以上的高次諧波。
開關(guān)緩沖電路
由于開關(guān)的快速通斷，開關(guān)電流、電壓波形為脈沖形式，產(chǎn)生噪聲污染，既增大了電源輸出的紋波，又影響電源的性能，因此，要想辦法抑制。本電路中，輸入為交流85～200V，經(jīng)整流橋后電容上的電壓約為此交流有效值的1.2～1.4倍，最大時(shí)為Ucm=200×1.4=280V。另外，變壓器副邊折合到原邊的電壓Up=Us×33/6，Us取副邊第一繞組（5V繞組）的電壓。考慮到WY1輸入≥8V，取10V，則Up=Us×33/6=10×33/6=55V。那么開關(guān)關(guān)斷時(shí)所要承受的總電壓Ut=Ucm＋Up=280＋55=335V。可見對(duì)開關(guān)的過壓保護(hù)是必要的。本Flyback電源中采用TOPSwitch開關(guān)，其內(nèi)部有過壓保護(hù)和緩沖電路。為保險(xiǎn)起見，在電路中還是加入了外部的過壓保護(hù)電路（R21和C21）。
未加緩沖電路和加入緩沖電路之后開關(guān)管電壓Ut和電流i及功耗Pt的波形如圖7所示。由圖7可知，加RC緩沖電路后，開關(guān)電壓上升速率減慢，變小，噪聲減弱，抑制了EMI。另外，開關(guān)功耗變小，使管子不致因過流過熱而損壞。緩沖電路中的R21是在開關(guān)開通，電容C21放電時(shí)起到限流作用，避免對(duì)管子的沖擊。
2） 對(duì)于開關(guān)開通時(shí)的電流沖擊，因?yàn)橛凶儔浩髟吘€圈Np電感的限流，因此本電路中沒有加限流電感。
光耦隔離
由于控制電路對(duì)噪聲敏感，一旦有噪聲，將會(huì)引起控制電路中的控制信號(hào)紊亂，而嚴(yán)重影響電源的工作。為了保證開關(guān)電源的正常工作，要求控制電路必須具有高精度和高穩(wěn)定性，為此，必須將主電路與控制電路隔離。本電路中，用NEC2501將電源中的兩部分進(jìn)行電隔離：一部分是作為控制電路電源的變壓器副邊輔助電源，另一部分是主電路。這樣就防止了噪聲通過傳導(dǎo)的途徑傳入到控制電路中。
為更好抑制EMI對(duì)電路的一些改進(jìn)本電路中主要的EMI是電源噪聲對(duì)電網(wǎng)的干擾。可將原來(lái)的共模扼流圈L2與電容C10、C1組成的濾波電路，改善為如圖8所示電路，則L1、L2、C1可除去差模干擾，L3、C2、C3可除去共模干擾。L1、L2的磁芯為不易飽和的材質(zhì)。C1可選陶瓷電容，耐壓必須考慮輸入電壓的最大可能值，通常選用0.22～0.47μF。L3是共模扼流圈。選定C=C2=C3，截止頻率f0，則可根據(jù)計(jì)算L3；選定C1，截止頻率f0，可計(jì)算出L1、L2。
