【導讀】耗盡型pHEMT射頻放大器憑借其高電子遷移率特性，在微波頻段展現(xiàn)出卓越的增益和開關(guān)性能。然而，這類器件的負柵壓偏置需求與漏極溝道的高導電特性，使得偏置電路設(shè)計成為影響系統(tǒng)可靠性的關(guān)鍵因素。不當?shù)钠脮r序可能導致瞬間過流而損壞器件，因此需要精心設(shè)計柵極與漏極的電壓控制策略。本文將深入解析固定柵壓與固定漏流兩種主流偏置方案的優(yōu)劣，并探討其噪聲特性對射頻系統(tǒng)性能的潛在影響。
耗盡型pHEMT射頻放大器憑借其高電子遷移率特性，在微波頻段展現(xiàn)出卓越的增益和開關(guān)性能。然而，這類器件的負柵壓偏置需求與漏極溝道的高導電特性，使得偏置電路設(shè)計成為影響系統(tǒng)可靠性的關(guān)鍵因素。不當?shù)钠脮r序可能導致瞬間過流而損壞器件，因此需要精心設(shè)計柵極與漏極的電壓控制策略。本文將深入解析固定柵壓與固定漏流兩種主流偏置方案的優(yōu)劣，并探討其噪聲特性對射頻系統(tǒng)性能的潛在影響。
圖1顯示了耗盡型pHEMPT RF放大器的簡化框圖。流經(jīng)器件的RF信號路徑是從柵極到漏極，交流耦合電容將RF信號與漏極和柵極上的直流偏置電壓去耦。主電源電壓通過電感施加到FET晶體管的漏極。
圖1.耗盡型RF放大器的簡化架構(gòu)。
耗盡型器件的一個重要特性是，當柵極電壓等于0 V時，漏源電阻接近0 Ω。因此，要操作這種器件，必須對柵極施加負電壓。在圖1中，該電壓通過片上電感施加。
這種偏置方法的一個缺點是，兩個電源不能同時開啟。在柵極偏置電壓之前施加漏極偏置電壓會導致漏極電流突然增加，從而很快燒毀器件。因此，必須首先施加負柵極偏置電壓來夾斷溝道。開啟和關(guān)閉放大器時，應(yīng)使用表1中的步驟。
表1.放大器步驟
實踐中可以跳過夾斷步驟。例如，如果知道正常工作的最終柵極電壓，那么可以立即施加該電壓，而無需經(jīng)過夾斷步驟。
圖2顯示了耗盡型RF放大器建立并維持固定柵極電壓的電源管理電路。它使用開關(guān)穩(wěn)壓器、低壓差(LDO)穩(wěn)壓器和負載開關(guān)來產(chǎn)生漏極電壓。柵極電壓由 ADP5600 產(chǎn)生，該器件包含電壓逆變器和LDO穩(wěn)壓器。漏極電流由負電壓LDO穩(wěn)壓器的反饋電阻設(shè)置。為確保安全的電源時序，開關(guān)穩(wěn)壓器的使能(EN)引腳與負電壓發(fā)生器的電源良好(PGOOD)信號相連。這確保了負柵極電壓始終出現(xiàn)在漏極電壓之前。
圖2.固定柵極電壓偏置。
此電路的主要缺點是沒有考慮RF放大器VGATE與IDRAIN關(guān)系的器件間差異。漏極電流的器件間差異（假設(shè)柵極電壓固定）可能很大，導致每個電路具有不同的漏極電流。漏極電流差異通常會影響壓縮(OP1dB)和三階交調(diào)失真(OIP3)（增益也會受到影響，但程度較小）。這種方法的好處之一是漏極電流將根據(jù)RF輸入功率和RF輸出功率的變化而增加或減少。因此，如果RF輸入功率較低，功耗也會較低，反之亦然。
有源偏置控制是另一種方法。此技術(shù)不是固定柵極電壓，而是固定漏極電流。圖3中，有源偏置控制器通過測量漏極電流并改變柵極電壓來調(diào)節(jié)漏極電流，使該電流即使在不同的RF輸入條件下也能保持固定。此電路由 LT8608 降壓穩(wěn)壓器和 HMC920 有源偏置控制器組成，后者可支持3 V至15 V的漏極電壓和高達500 mA的總漏極電流。
圖3.固定漏極電流偏置（有源偏置控制）。
HMC920內(nèi)部的高電壓、高電流線性穩(wěn)壓器（LDOCC引腳）可產(chǎn)生3 V至15 V的正電壓和高達500 mA的電流。其輸出通過內(nèi)部MOSFET開關(guān)連接至VDRAIN端口，用于控制電源時序。為了設(shè)置功率放大器所需的漏極電壓，必須使用公式1調(diào)整LDO穩(wěn)壓器的反饋電阻R5和R8：
其中，VDRAIN是所需的漏極電壓值，IDRAIN是所需的漏極電流。常數(shù)0.5是內(nèi)部MOSFET開關(guān)的RDS(ON)值。
內(nèi)部電荷泵產(chǎn)生負電壓VGATE。通過讀取RSENSE處的電壓，控制器檢測漏極電流并改變VGATE處的電壓。要設(shè)置漏極電流，必須使用公式2改變RSENSE（R4和R19）：
當通過施加電源電壓(VDD)開啟HMC920時，會有一個信號發(fā)送至EN引腳以啟動控制環(huán)路。VDRAIN最初會短接到地，以強制將其設(shè)為零。同時，VGATE處的電壓最初會被拉低至最小電壓VNEG。然后，VDRAIN將提高至設(shè)定的漏極電壓值。RSENSE上將產(chǎn)生電壓降，這會導致控制器改變柵極電壓。關(guān)斷期間，會有一個邏輯低電平信號發(fā)送至EN引腳。VGATE將降低至VNEG以切斷放大器，VDRAIN處的電壓將降至零。VGATE處的電壓最終將達到零。此周期遵循正確的電源時序，以確保耗盡型放大器安全運行。它還具有過流和欠流報警、短路保護、功率折返等安全特性。HMC920數(shù)據(jù)手冊中詳細解釋了該偏置控制器的其他安全機制。
該偏置控制器用作 ADL8106 寬帶低噪聲放大器的電源管理解決方案。ADL8106的工作頻率范圍為20 GHz至54 GHz，標稱漏極電壓為3 V，靜態(tài)漏極電流為120 mA。圖4和圖5顯示了相關(guān)的開啟和關(guān)斷波形。
圖4.開啟時的電源時序波形。一旦施加VDD，EN變?yōu)楦唠娖骄捅硎究刂骗h(huán)路啟動。首先開啟VGATE，然后開啟VDRAIN。
圖5.關(guān)斷時的電源時序波形。當VDD被移除時，EN變?yōu)榈碗娖健GATE將再次降至最小電壓VNEG，VDRAIN將降至零。然后，VGATE最終將達到零。
RF放大器RF輸出端的雜散和噪聲水平將取決于HMC920的輸出噪聲和雜散，以及放大器的電源調(diào)制比(PSMR)。圖6顯示了開關(guān)穩(wěn)壓器(LT8608)輸入端以及VDRAIN和VGATE輸出端口的PSRR曲線。圖7和圖8顯示了VGATE和VDRAIN電壓的輸出頻譜。基于ADL8106的PSMR，這些圖中還包含了顯示最大允許輸出噪聲和雜散的跡線。電源管理電路的輸出噪聲和雜散必須低于這些水平，以確保放大器的性能不會因電源管理電路而降低。
圖6.LT8608 + HMC920的電源電壓抑制比（VDD = 5 V，VDRAIN = 3 V，IDQ = 120 mA，VGATE = –0.64 V）。
圖7.HMC920的VGATE和VDRAIN輸出頻譜以及ADL8106的最大允許噪聲限值。
圖8.HMC920的VGATE和VDRAIN輸出頻譜以及ADL8106的最大允許噪聲限值。
使用外部負電源操作HMC920
在前面的示例中，HMC920的內(nèi)部負電壓發(fā)生器用于生成負柵極電壓。此外也可以使用外部負電源，如圖9所示。在這種情況下，ADP5600（逆變器和負LDO穩(wěn)壓器）用作產(chǎn)生柵極電壓的負電源。與使用內(nèi)部負電壓發(fā)生器相比，其結(jié)果是噪聲系數(shù)略低且增益略高。
圖9.外部VNEG模式下的ADL8106和HMC920框圖。
圖10.使用HMC920的ADL8106在內(nèi)部負電壓發(fā)生器模式和外部負電壓發(fā)生器模式下的噪聲系數(shù)。
圖11.使用HMC920的ADL8106在內(nèi)部負電壓發(fā)生器模式和外部負電壓發(fā)生器模式下的增益。
該模式下的實際噪聲性能仍然取決于所用外部負電壓發(fā)生器所產(chǎn)生的輸出噪聲。從圖7和圖8中可以看出，在外部VNEG模式下使用HMC920也會產(chǎn)生噪聲雜散，這些雜散仍低于最大允許電壓紋波限值。要利用此模式，必須將VNEGFB引腳短接至地以禁用負電壓發(fā)生器的反饋控制。對于增強型放大器（正柵極電壓），VNEGFB和VGATEFB引腳都必須接地。
結(jié)語
耗盡型GaAs放大器因其寬帶寬和高動態(tài)范圍而廣泛用于RF應(yīng)用。但是，此類放大器需要負偏置電壓，并且必須小心控制其電源時序。可以使用固定的負柵極電壓來偏置這種放大器。其好處是電流消耗是動態(tài)的，隨著RF輸出電平而變化。本文介紹的電路使用固定漏極電流，產(chǎn)生低噪聲漏極和柵極電壓并安全控制其時序，這些電壓不會降低RF放大器的額定性能。這樣器件間的性能差異會更小，因為每個器件都以相同的漏極電流運行。然而，這種方法的一個缺點是漏極電流是固定的，不隨RF功率水平而變化。在決定固定漏極電流水平時應(yīng)謹慎考慮，它必須足夠高才能支持所需的最大輸出功率水平，但又不能過高以至于導致電流浪費。雖然可以使用外部負電源代替HMC920的內(nèi)部負電壓發(fā)生器，但對噪聲的改善作用微乎其微。
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