【導讀】為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰(zhàn)，ADI專門設(shè)計了耦合電感，并獲得了專利。理想情況下，為了獲得高效率，需要較大電感值和較小電流紋波，但為了實現(xiàn)快速瞬變，又需要較小電感值。耦合電感利用出色的耦合機制，使其在穩(wěn)態(tài)下表現(xiàn)為一個大電感，從而有效地降低電流紋波。
問題
隨著電流擺率和效率要求不斷提高，ADI專利耦合電感如何增強汽車應用中多相穩(wěn)壓器的性能？
回答
為了解決汽車應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來的挑戰(zhàn)，ADI專門設(shè)計了耦合電感，并獲得了專利。理想情況下，為了獲得高效率，需要較大電感值和較小電流紋波，但為了實現(xiàn)快速瞬變，又需要較小電感值。耦合電感利用出色的耦合機制，使其在穩(wěn)態(tài)下表現(xiàn)為一個大電感，從而有效地降低電流紋波。同時，耦合電感在瞬態(tài)事件中的電感值較小，且導通較快。這有便于縮小應用尺寸，同時保持高效率，這對于支持1 V以下的負載電壓至關(guān)重要。此外，其設(shè)計有助于加快響應時間，使穩(wěn)壓器能夠在不影響性能的情況下管理劇烈的瞬態(tài)負載。通過優(yōu)化電感值，這些耦合電感有助于為ADAS和其他大電流應用中的先進半導體工藝實現(xiàn)所需的必要電壓容差、高效率和瞬態(tài)規(guī)格。
簡介
大電流、低電壓應用經(jīng)常采用多相降壓轉(zhuǎn)換器拓撲來降低電壓。這種多相降壓轉(zhuǎn)換器可以利用傳統(tǒng)的分立電感（DL，如圖1a所示），或利用耦合電感（CL，如圖1b所示）。如果是CL，繞組為磁耦合，具有消除電流紋波的優(yōu)勢1-6。
汽車ADAS應用面臨的挑戰(zhàn)是，如何將GPU或ASIC供電軌嚴格控制在0.4 V至1 V范圍內(nèi)，尤其是在快速瞬變條件下。負載瞬態(tài)通常會導致所有相位將開關(guān)節(jié)點VX拉高至VIN，因此每相中的電感電流以一定的擺率（式1）逐漸上升，其中VIN為輸入電壓，Vo為輸出電壓，L為電感值。卸載瞬態(tài)通常會導致所有相位拉低至GND，并且電感電流逐漸下降（式2）。已知低輸出電壓值VOUT＜1 V，并假設(shè)輸入電壓典型值至少為5 V，比較式1和式2很容易看出，卸載瞬態(tài)是主要問題，這是因為使電流逐漸下降的電壓非常小。
圖1.多相降壓轉(zhuǎn)換器，采用(a)分立電感或(b)耦合電感
簡單的解決辦法是增加COUT中陶瓷輸出電容的數(shù)量。然而，這種方法的體積過大、成本過高，有些不切實際。在汽車行業(yè)，穩(wěn)壓器往往配置為以相對較高的頻率（FS，通常超過2 MHz）進行開關(guān)。這與云應用或工業(yè)應用中的穩(wěn)壓器形成對比。由于特別的電磁干擾(EMI)要求，汽車環(huán)境中需要更高的開關(guān)頻率。雖然高頻有助于減小穩(wěn)壓器中的電感值，但仍然需要進一步改善。
由式3可求出帶DL的常規(guī)降壓轉(zhuǎn)換器各相的電流紋波，其中占空比D = VOUT/VIN，VOUT為輸出電壓，VIN為輸入電壓，L為電感值，F(xiàn)S為開關(guān)頻率。
用漏感為LK且互感為LM的CL代替DL，則CL中的電流紋波可表示為式46。品質(zhì)因數(shù)(FOM)表示為式5，其中NPH為耦合相數(shù)，ρ為耦合系數(shù)（式6），j為運行指數(shù)，僅定義占空比的適用區(qū)間(式7)。CL的參數(shù)有漏感LK和互感L M。
對于特定的CL設(shè)計，與采用分立電感L的常規(guī)降壓轉(zhuǎn)換器相比，式4和式5中的FOM含義可以解釋為電流紋波消除所涉及的額外乘數(shù)。與具有任意電流紋波和瞬態(tài)性能的任何系統(tǒng)相比，業(yè)界進一步推廣和擴展了FOM的定義及其含義11。建議使用歸一化瞬態(tài)擺率 (期望較高) 與歸一化電流紋波 (期望較低) 的比率 (式8)。對于一些采用分立電感的基準轉(zhuǎn)換器，瞬態(tài)擺率和電流紋波通過相關(guān)數(shù)字進行歸一化 (因此任何采用DL的系統(tǒng)仍會導致FOM = 1)。SRTR和ΔIL是所選設(shè)計或技術(shù)在穩(wěn)態(tài)下的瞬態(tài)電流擺率和電流紋波，而SRTR_DL和ΔILDL是同樣的參數(shù)，但用于基準DL設(shè)計。
由于瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)下分立電感的電流擺率相同，式8可以簡化為式9。這樣一來就完全避免了實際提及DL設(shè)計，但基準測試的思想仍然存在。
請注意，對CL使用廣義FOM定義（式9）將得到式5，因此新定義是向后兼容的，而且還可用于電流紋波和瞬態(tài)擺率與DL公式存在顯著差異的技術(shù)（例如TLVR9）。
CL設(shè)計和考慮因素
應用指標為VIN = 5 V、VOUT = 0.8 V、FS = 2.1 MHz、NPH = 8。開始時，選擇DL = 32 nH來支持快速瞬變，而每個電感占用4.2 mm × 4.2 mm × 4.2 mm。理想情況下，這些電感將用8相耦合電感(CL)代替。然而，h = 4 mm的低高度要求帶來了難題，因為在這種高度限制下，8相耦合電感器會變得過于細長，難以生產(chǎn)，而且還會更容易受到電路板彎曲變形的影響。因此，我們?yōu)镃L選擇了4相構(gòu)建模塊，這也使得元件的放置和布局更加靈活。我們的目標是獲得更快的瞬變，并且已知CL值的紋波將小于起始DL值的紋波。因此，我們采用了近期推出的Notch CL (NCL)結(jié)構(gòu)來盡可能減小漏感LK7,8,10。我們設(shè)計了NCL0804，LK約為17 nH，OCL = LM + LK = 100 nH，NPH = 4，相位間距為6.9 mm/相，高度h = 4.0 mm（最大值）（圖2）。
圖2.開發(fā)的NCL0804-4-R17（h = 4 mm（最大值））
使用FOM圖10可以有效比較不同的設(shè)計。任何DL設(shè)計都會出現(xiàn)FOM = 1，這是因為在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)下，電流擺率的比例為1:1。給定尺寸下，耦合電感的NCL結(jié)構(gòu)會使LM/LK比率最大化，因此通常能夠產(chǎn)生最高FOM9。FOM比較如圖3所示；在目標輸出電壓附近，我們開發(fā)的NCL比DL好約4.4倍。
表1.四相構(gòu)建模塊不同磁元件方案的比較
電感 | 高度：mm/相對值 | 效率，相對值 | 電流紋波，相對值 | 瞬態(tài)，相對值 | 瞬態(tài)/紋波相對優(yōu)勢（公式9）11 |
NCL0804-4 | 最大4.0/1倍 | 正常 | 1倍 | 1倍 | 4.4倍 |
DL = 32 nH | 最大4.4/大1.1倍 | 低 | 大2.35倍 | 慢1.9倍 | 1倍 |
DL = 100 nH | 最大6.4/大1.6倍 | 正常 | 小1.33倍 | 慢5.9倍 | 1倍 |
圖3.相對于輸出電壓VOUT，開發(fā)的NCL = 4× 17 nH和理論NCL = 8× 17 nH的FOM與任何DL的FOM相比較
(VIN = 5 V)
相應的電流紋波比較如圖4和表1所示。對電流紋波和瞬態(tài)擺率的不同取舍，讓DL值的選擇范圍非常寬，但我們開發(fā)的NCL始終有4.4倍的優(yōu)勢。NCL的電流紋波比DL = 32 nH的紋波小2.35倍，同時NCL的瞬態(tài)擺率要快1.88倍。2.35×1.88約等于4.4，與預測的FOM = 4.4相匹配。使用DL = 100 nH也可以降低電流紋波，這使其電流紋波比NCL的電流紋波小1.33倍，但NCL的瞬態(tài)擺率會快5.88倍，因此NCL相對于任何DL的優(yōu)勢仍然是5.88/1.33，即約等于4.4倍（NCL的FOM = 4.4）。
圖4.相對于輸出電壓VOUT，比較開發(fā)的NCL = 4 × 17 nH和理論NCL = 8 × 17 nH的電流紋波與DL = 32 nH和DL = 100 nH的電流紋波
觀察圖3中相同NCL的理論FOM，但考慮NPH = 8是否可制造的情況，我們看到NCL相對于DL的性能優(yōu)勢將從4.4倍擴大到5.8倍，而且在VOUT較低時，相對的優(yōu)勢差距更大。
展望未來，我們或許應該考慮NCL的不同設(shè)計。一種可能性是將相位排成兩排，以保持鐵氧體磁芯的長寬比較低，使其有利于制造。在這種情況下，NCL可以放在PCB的底部，直接位于GPU的陶瓷旁路上方，并且功率級圍繞在NCL的周邊。此方法類似于垂直供電(VPD)布置，有可能會在瞬態(tài)和紋波之間取得更好的平衡，也就是可以有效提高瞬態(tài)效率。然而，必須注意的是，這樣的改動將會顯著改變現(xiàn)有的設(shè)計和布局。未來將取決于客戶的偏好，考慮是否采用這種方法。
實驗結(jié)果
圖5.穩(wěn)壓器四相構(gòu)建模塊，電感尺寸可為(a) DL = 100 nH（h = 6.4 mm（最大值））和(b) NCL0804-4（h = 4.0 mm（最大值））
用NCL0804-4替代DL = 32 nH電感可以提高效率，如圖6所示。這種改善主要是因為電流紋波大幅降低（圖4），從而導致繞組、功率級和走線中的電流有效值降低。此外這還有助于降低交流損耗，如圖6所示。同時，17 nH/相的NCL（圖5b）在瞬態(tài)下的電流擺率要快約1.9倍，反饋環(huán)路中的相位裕量一般也會得到改善。降低DL = 100 nH的紋波（圖5a）可重新提高效率（圖6），但這種DL的高度明顯高于允許值（h = 4 mm），同時也比我們開發(fā)的NCL慢約5.9倍，并且會大大影響所需輸出電容的數(shù)量。正如基于FOM的估計，結(jié)果證實了NCL相對于分立電感方法的不同權(quán)衡方案具有根本的性能優(yōu)勢。
圖6.DL = 32 nH (h = 4.4 mm)、DL = 100 nH (h = 6.4 mm)和NCL = 4× 17 nH (h = 4.0 mm)的效率比較：5 V至0.8 V，四相。
結(jié)論
綜上所述，我們開發(fā)了一種采用NCL結(jié)構(gòu)的新型耦合電感，以優(yōu)化輸出電壓非常低和負載瞬態(tài)指標變化劇烈的應用性能。該CL也是為了適應汽車設(shè)計的低高度要求而開發(fā)的。選擇NCL結(jié)構(gòu)是為了盡可能地減少泄漏。與常規(guī)分立電感方案相比，它的瞬態(tài)/紋波性能提高了4倍以上。
若分立電感(DL)方案的效率要與所開發(fā)的NCL相同，高度須為后者的1.6倍(DL = 100 nH)。然而，這種替代方案的瞬態(tài)速度會低5.9倍，從而嚴重影響輸出電容的尺寸和成本。表1的比較結(jié)果凸顯了NCL0804-4在高度、效率、電流紋波和瞬態(tài)速度方面的優(yōu)勢。
參考文獻
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10 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure”。PCIM Europe，2023年5月。
11 Alexandr Ikriannikov和Brad Xiao。“Generalized FOM for Multiphase Converters with Inductors”。2023年IEEE能源轉(zhuǎn)換大會暨展覽會，2023年10月。
(來源：ADI公司，作者：Jon Wallace，高級總監(jiān)，Issac Siavashani，首席工程師，Alexandr Ikriannikov，研究員）
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