【導讀】高頻臨界模式 (CrM) 圖騰柱功率因數校正 (PFC) 是一種使用 GaN 設計高密度功率解決方案的簡便方法。TIDA-00961 參考設計使用 TI 的 600V GaN 功率級 LMG3410 和 TI 的 Piccolo? F280049 控制器。
高頻臨界模式 (CrM) 圖騰柱功率因數校正 (PFC) 是一種使用 GaN 設計高密度功率解決方案的簡便方法。TIDA-00961 參考設計使用 TI 的 600V GaN 功率級 LMG3410 和 TI 的 Piccolo? F280049 控制器。功率級尺寸 65 x 40 x 40mm，功率密度大于 250W/inch3；在 230V 交流輸入和滿載情況下效率可達 98.7%；功率因數>0.99，輸入電流THD小。此設計適用于多種空間有限的應用，如服務器、電信和工業電源等應用。同時硬件設計符合傳導發射、浪涌和 EFT 要求，可幫助工程師實現 80+ Titanium 規格。
TIDA-00961為工業界提供了一套前沿的解決方案，本 FAQ 旨在解決大量工程師在學習本參考設計過程中遇到的常見問題。
1. TIDA-00961的控制程序獲取途徑？
TIDA-00961所有的資料（包括原理圖和程序）已開放，可在DigitalPower SDK中獲取，程序文件位置:
C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00solutionstida_00961f28004xpfc2philtrmttpl
DigitalPower SDK可通過官網下載安裝，其中還包含所有芯片的參考例程、最新的參考設計源代碼、powerSUITE設計工具等。(下載鏈接)
2. 參考方案的設計功率為1.6kW, 如果想應用于更高的功率場合，有什么建議？
TIDA-00961滿載設計功率為1.6kW(high line 230V)、1.2kW( low line 110V)，主要是考慮到GaN 半橋功率板的設計功率，同時由于CrM控制模式下峰值電流為平均電流的兩倍，因此建議在CrM模式下，一個GaN 半橋功率板對應的設計功率為1kW，所以，本參考設計實際可工作在2kW的滿載功率(已通過實際測試)。若想將本方案應用在更高功率的場合，例如3kW，可參考以下3種實現方式：
1)采用多管并聯方式，例如通過雙管并聯將功率回路上的GaN引入的導通損耗降為原來的一半，從而可在不變拓撲和控制方式基礎上提高功率；
2)增加交錯并聯的相數，例如，升級原兩相交錯拓撲為三相交錯并聯拓撲，同時在控制上，將其他兩相的移相角度由1800改為1200和2400。
3)目前方案采用的GaN是LMG3410(Rdson=70m?)，下一代GaN Polaris 即將推出（預計2019年上半年，目前可聯系TI 銷售團隊進行樣片申請），其擁有更低的導通電阻（Rdson=50m?），單管能承擔更大的功率，且與LMG3410管腳兼容，硬件拓撲和軟件控制皆無需變動。因此，直接采用Polaris是提高系統功率的最簡便方式。
3. 同樣使用 GaN實現高效率的PFC參考設計PMP20873是基于CCM模式的，方案采用CrM控制是出于什么考慮？
TI GaN LMG3410 避免了Si MOSFET的反向恢復問題，因而可用于實現圖騰柱拓撲的CCM工作模式，可見參考設計PMP26873，但注意到該設計的開關頻率為100kHz，如果想通過進一步提高開關頻率來提升功率密度，CCM的工作模式將會遇到瓶頸。雖然GaN的開關損耗表現相比Si MOSFET 有優勢，但具體來看（見圖 1），在硬開關時其開通損耗比關斷損耗高，一旦開關頻率提高到幾百或MHz，開關損耗的比重將大大提高。因此，通過采用CrM模式實現零電壓開通（ZVS）為更高的開關頻率和更高的功率密度提供了可能。
圖 1 硬開關時GaN對應的開通損耗和關斷損耗
4. 參考設計采用兩相交錯的拓撲的原因是什么？
1） 通過兩相交錯并聯，系統的功率等級可以提升至原來的兩倍
2） 相比于兩相交錯并聯，同等功率的單相電路在CRM模式下，電流有效值大，由于開關周期內的峰值電流為平均電流的兩倍，因此電流波動大，必然會增加線路和器件的導通損耗。通過交錯并聯使得各相輸入電流或各相輸出電流的紋波相互抵消，大大改善了THD表現，對輸入差模濾波器以及輸出電容的大小要求降低了，同時紋波的減小也使得輸入濾波器以及輸出電容上的損耗減小。
5. 如何理解Phase shedding？
Phase shedding用于提高系統效率，當負載變小時（小于設定的電流閾值），使能Phase shedding關閉第二相，從而提高系統在輕載時的效率。值得注意的是，需控制Phase shedding使能的時刻發生在電壓過零點的瞬間，此時環路中的能量最小，從而避免由于Phase shedding導致的電流的過沖或振蕩現場。
6. 在程序中，當負載變大要加入第二相時，為什么要有gv_out = gv_out*(0.6)的處理？
0.6的系數處理上為了防止潛在的電壓過沖問題。在輕載情況下只有一相工作，此時若負載增大至超過設定的閾值時，此時需要立即使能第二相，若此時第二相采用的占空比與第一相的前一時刻占空比一致，相當于產生兩倍于之前的能量輸出，由于此時負載只是小幅增大，因此將導致很大的輸出電壓過沖。因此，理論上公式中的系數應采用0.5，但考慮到實際負載仍在變大，采用0.6的系數較為合適。
7. 參考設計的PWM 頻率最高達1.2MHz，主要靠什么保證？
3） 寬禁帶半導體器件GaN使得MHz的開關頻率成為可能，TI的 LMG3410內置驅動，最大程度上減小了環路寄生電感的影響，在高頻開關動作下依然能保持很低的損耗。
4） 在如此高頻的開關下實現系統的精準高效控制，依賴于TI的新一代C2000 MCU TMS320F28004x的優異計算能力。100MHz的主頻，除了浮點運算單元(FPU)，增加了三角函數運算單元(TMU)，通過硬件加速，大大加快了除法、正余弦和均方根等復雜運算的速度，從而保證了在高頻中斷內環路控制、ZVS控制等算法的實現。同時，F28004x的Type 4 ePWM可實現占空比、周期、死區時間的高精度控制，在高頻開關下保持控制的精確性和準確度。
8. 高頻工作下兩相交錯的控制如何保證一致而不出錯？
本參考設計采用新一代的C2000 MCU TMS320F28004x，最新的Type 4 ePWM引入了一次加載和全局加載功能，保證了占空比、相位等寄存器基于同一設定事件同時更新，可避免潛在的在多相控制應用中的相位控制出錯問題。
9. 開關頻率達到MHz，在EMI上是否有挑戰？
相比傳統的CCM模式下PFC應用場合，本參考設計的開關頻率最高達到MHz，同時采用兩相交錯并聯控制，理論上能大大減小差模濾波器的體積，但也注意到CrM模式是變頻控制，對濾波器設計的要求會相應提高；另一方面，GaN LMG3410可通過調整外部電阻大小靈活調整dv/dt，有助于改善EMI問題。目前，本參考設計的開發板正計劃交付EMI測試，我們會把測試結果盡快更新出來。
10. 程序中的controlISR 中斷頻率為50kHz，包含了大量運算，該中斷運行后剩余多少時間？
controlISR 中斷主要用于電流環控制、鎖相環的計算等，通過實際的測試獲得該中斷所需運行時間為12.4μs，CPU 帶寬占用約為60%，見圖 2。此外，控制程序還包含其他兩個中斷，分別是：頻率為10kHz的tenKHzISR ， 用于電壓環和phase shedding處理，所需運行時間為20.8 μs；頻率為PWM 頻率的1/3 的pwmISR，用于ZVS 調整和移相同步控制，所需運行時間為2.04 μs。由此可知，得益于F28004x優異的計算能力，該控制系統的CPU 帶寬占用率比較低，仍能為額外的用戶功能提供足夠的裕度。
圖 2 系統中斷運行所需時間
11. 原理圖中沒有OCP等保護電路，該保護功能怎么實現？
1） 本方案無需外部OCP電路，通過采樣輸入電流，直接利用F28004x片上的窗口比較器（CMPSS）同時實現對輸入電流的正負半周的OCP，不需經過CPU的判斷處理，通過硬件實現約60ns的快速保護能力。
2） 此外，TI GaN LMG3410內部集成了OCP、OTP等保護功能，若功率回路出現過流，LMG3410能夠立刻關斷實現保護功能。
12. 原理圖中PFC的boost電感為15uH，怎么避免在輸入電壓過零點時刻的電流尖峰？
方案中的boost電感較小，即使很小的電壓也會引起快速的電流變化，尤其在電壓過零點時，易出現電流尖峰現象。因此，本設計在輸入電壓過零點時瞬間，由于采用軟啟動控制，通過判斷輸入電壓的大小，利用狀態機控制GaN和MOSFET的開關時序，消除了過零點的電流尖峰，進一步提升電流的THD。關于軟啟動的具體原理可參考TIDM-1007參考設計說明中的 2.4.4節
13. 一個開關周期內的功率管開通和關斷時間如何決定？
本系統的控制模式基于恒導通時間模式，控制系統由輸出電壓外環和輸入電流內環構成，開通時間Ton主要取決于電壓環，同時引入電流內環做微調優化輸入電流的THD。關斷時間Toff根據伏秒平衡原理求得。
14. 硬件電路中哪些是ZVS檢測電路的有效部分？
答：我們在設計的過程中曾采用了多種實現ZVS的方式，目前有效的ZVS檢測信號為ZVS1_2和ZVS2_2。其中用于產生ZCD_OUTPUT1/2、ZVS1/2和CROSSOVER信號的電路是冗余的，已經不再使用。
圖 3 冗余電路
15. 參考設計中是如何實現ZVS的？
參考設計通過兩種機制實現ZVS：調整開啟主工作管前的死區時間和調整續流管的導通時間，具體如下：
1) 調整開啟主工作管前的死區時間
通過電路分析可得，當續流管關閉，開啟主工作管前，主工作管上的Vds電壓滿足：
其中,
當輸入和輸出電壓滿足Vin<0.5Vout時，在主開關管關斷時，通過電感和開關管寄生電容的諧振，Vds可以到達0，從而可以自然實現零電壓開通ZVS。當Vin>0.5Vout，Vds無法通過諧振到達0，若要實現全范圍的ZVS，則需要加入額外的控制算法。具體思路為在電感電流下降到０之后，提供一段時間（死區時間）的負向電感電流Io，為諧振回路注入能量，使得Vds可以到達0。
在Vds降到0時，有
進一步求得死區時間，
另外，當Vin<0.5Vout時，對應的死區時間為
2) 調整續流管的導通時間toff_calc
通過外部ZVS檢測電路，該電路用于檢測Vds的斜率（dv/dt），產生ZVS1_2作為F28004x片上的窗口比較器（CMPSS）的輸入信號。如果主工作管開啟時刻產生較大的ZVS1_2，則通過CMPSS判斷出此時ZVS沒有實現（zvs_lost = 1），因而需在下一個開關周期增加續流管的導通時間toff_calc；若判斷此時實現了ZVS，則在下一個開關周期減小續流管的導通時間，避免引入過多的負向電流影響系統效率，因此，這是一種動態調整機制。此外，在程序計算toff_calc時，對于Vin>0.5Vout工況，toff_calc在伏秒平衡計算結果基礎上，也加入一段與輸入電壓大小正相關的延時時間，具體可見acSine_diff的計算。
16. 主工作管關斷到續流管開通的死區時間是固定的么？
該死區時間對應開關管的寄生電容和boost電感的諧振時間，在傳統的模擬控制中，一般采用固定的死區時間設置，而在一個輸入電壓AC周期內，該諧振時間是變化的，因此，過長或過短的死區時間都不利于提高效率，同時易導致開關動作時機不合適引起的振蕩問題。本設計采用自適應死區控制，每個開關周期內都采用死區時間，從而進一步提高系統效率。
17. 系統能在全范圍內實現ZVS嗎？
答：目前更新的程序中，可實現全范圍ZVS控制的工況為：Vin有效值小于 210V。當
Vin有效值大于 210V時，目前沒有根據ZVS檢測調整續流管的導通時間(ZVS extension)，當前代碼用于V2版本硬件電路，未來會優化代碼，使ZVS extension在V3版本電路上可工作于210V以上。
18. 怎么理解SPLL_1PH_SOGI_FLL_run(&spll3,ac_vol_sensed)，鎖相環的用途是什么？
SPLL_1PH_SOGI_FLL_run作為C2000 官方庫函數功能之一，可通過DigitalPower SDK進一步了解，具體用法和原理可參考文檔《 Digital Power Library USER’S GUIDE》，文件位置C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00docs。
在本程序中，鎖相環對輸入電壓進行頻率和相位檢測，目的在于：
1) 進行正負半周開狀態切換的時刻判斷；
2)在電壓過零點時對開關信號進行軟啟動處理，使得過零點處的電流平緩過渡，避免電流毛刺的產生；
3)電壓相位對應的正弦值用于計算電流環的電流給定值（ac_cur_ref_inst = ac_cur_ref*acSine ，ac_cur_ref為電壓環的輸出），用于電流環的準確跟蹤；
19. 在程序中，控制電流環的語句gi_out=DCL_runPI_C1(&gi, SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst), ac_cur_sensed)，其中SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)怎么理解？
本控制程序內集成了Software Frequency Response Analyzer (SFRA)功能，工程師可直接利用本程序啟用SFRA功能在線獲得系統的環路帶寬等參數，無需增加任何硬件設備。一旦使能SFRA功能，SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)代表的信號為在ac_cur_ref_inst基礎上疊加特定頻率的小信號干擾量。值得注意的是，SFRA功能是服務于項目開發階段的工具，一旦系統參數調試完畢，可去掉相應的SFRA內嵌代碼，釋放其占用的帶寬，具體可見SFRA的具體使用說明。
20. 為什么說明書給出的測試結果顯示系統工作在Pout = 800W(Vin = 230V)附近時，THD值會跳變？
圖 4 THD測試結果
由于該階段會發生相切（phase shedding）到相加（2nd phase on）的變化，相加后每相所帶的負載值變小為原單相運行時的一半。由于低負載時的THD要比高負載時差些，所以導致開啟第二相時，THD的值會突然增加。
(作者：Aki Li, Rayna Wang)
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